воздействии на модулятор дестабилизирующих факторов: температуры и влажности окружающей среды; вибраций; непостоянства питающих напряжений и др. Нарушение линейности модуляционной характеристики и ее нестабильность вызывают существенные погрешности при радиотелеметрических измерениях. Каждый из канальных модуляторов должен иметь наиболее простую схему и конструкцию, малый вес и небольшие габариты и быть экономичным в питании.

Рис 26-13. Схема включения RC-ne-почки с управляющим диодом в колебательный контур.

В шифраторах РТС с частотным разделением каналов в качестве частотных модуляторов генераторов поднесущей частоты каналов наиболее широко применяются модуляторы с использованием полупроводникового перехода в качестве управляемой емкости; реактивной лампы или реактивного транзистора; управляемого активного сопротивления; дополнительной реактивности, регулируемой с помощью последовательно включенного с ней управляемого активного сопротивления.

Для получения ЧМ колебаний в LC-re-нераторе параллельно колебательному контуру подключают цепочку из последовательно соединенных конденсатора и управляемого диода (рис. 26-13). В этой цепи в качестве управляемого сопротивления используется внутреннее сопротивление диода Ri с нелинейной вольт-амперной характеристикой. Если у диода изменять положение рабочей точки на вольт-амперной характеристике путем изменения управляющего напряжения UуПр, то будет изменяться внутреннее сопротивление диода и тем самым в контур будет вноситься большая или меньшая емкость.

Амплитудная модуляция поднесущих колебаний при использовании в шифраторе потенциометрических датчиков достигается с помощью мостовых или дифференциальных схем (см. т. 2, разд. 19). К одной из диагоналей моста (дифференциальной схемы) подводится напряжение от генератора, а с другой диагонали снимаются модулированные колебания. В одно из плеч моста включается параметрический датчик, посредством которого осуществляется амплитудная модуляция поднесущих колебаний. Получение амплитудной модуляции под воздействием управляющего напряжения достигается посредством ламповых (транзисторных) модуляторов изменением режима их работы.

Суммирующие устройства

Все суммирующие устройства подразделяются на пассивные и активные. Пассивные суммирующие устройства, в свою очередь, подразделяются на параллельные, последовательные и мостовые.

В суммирующих устройствах параллельного типа (рис. 26-14, а) суммарное напря-. жение (У2 образуется на резисторе R0:

U\y-t+UMaA----Unt/n

Us =--2 , (26-9i

Уо + У1 + У 2 H-----Hn

yo=\lRo; yi = l/Ri (уо, yi, yz, ул - проводимость соответствующих цепей).

Если у1=у2=-.,.=уп = у, что часто бывает на практике, то

Уо + пу

При сопротивлении Ro, соизмеримом с сопротивлениями резисторов Rx-Rn, включаемых в цепи отдельных источников, наблюдается большое влияние работы одного источника напряжения на другой.

Рис. 26-14. Схемы суммирующих устройств а - параллельного типа на резисторах; б - последовательного типа на трансформаторах.

Для уменьшения взаимного влияния необходимо выполнить условие уЩ. Тогда, как это следует из выражения (26-10),

(t/1 + t/2+ +£/ ) Ro

(26-11)

Приведенное соотношение показывает, что доля каждого слагаемого в выходном напряжении значительно меньше (в Ro/R раз) величины соответствующего входного напряжения. Это обстоятельство характеризует основной недостаток описанного суммирующего устройства. Однако, несмотря на отмеченный недостаток, суммирующие устройства параллельного типа на резисторах широко применяются в технике радиотелеметрии, особенно в системах с малым числом каналов

i/,S,+l/zS2+..MnS

Рис. 26-15. Схемы суммирующих устройств мостового типа и на лампах.

В сумматорах последовательного типа (рис. 26-14, б) обычно применяется трансформатор с одной вторичной и п первичными обмотками. Число п определяется количеством источников напряжений, которое нужно сложить.

Последовательные устройства сложения позволяют получать большую величину выходного напряжения по сравнению с параллельными. Поэтому применять их более целесообразно. Однако трансформаторные суммирующие устройства пригодны для сложения напряжений только переменного тока.

Мостовая суммирующая схема (рис 26-15, а) позволяет суммировать только два напряжения. В отличие от параллельных и последовательных суммирующих устройств мостовая схема полностью устраняет взаимную связь между входами, если мост сбалансирован и входами служат противоположные диагонали моста.

Активное суммирующее устройство параллельного типа. При применении триодов или пентодов используются схемы с общим сопротивлением нагрузки Р0 в цепи анодов (рис. 26-15, б) цли в цепи катодов: При суммировании быстро изменяющихся напряжений пентоды предпочтительнее триодов, поскольку их входные емкости малы. Процесс суммирования напряжений в схеме с параллельно соединенными анодами основан на протекании тока каждой лампы через общее сопротивление нагрузки Р0.

На основании эквивалентной схемы (рис. 26-15, в) сумматора можно получить выражение для выходного напряжении в следующем виде:

Уо + Vi + Уг Н-----Wn

где Si, S2, Sn - крутизны анодно-сеточ-ных характеристик ламп Л±, Лг, Лп; У= = 1/Ро - проводимость нагрузки; у±, у%, уп - проводимости участка анод - катод.

Так как для этих схем применяют пентоды, то для определения суммарного напряжения можно пользоваться следующим приближенным выражением:

U* = SRo(Ul + U2 + <26-13)

где S - крутизна характеристики пентода. Из приведенного выражения следует, что напряжение может иметь большую величину даже прн небольших значениях суммируемых напряжений. Это объясняется усилением входных сигналов каждым из каскадов.

Активные суммирующие устройства с резистором Ро, включенным в цепь катодов ламп (катодные повторители, работающие иа общую нагрузку), вырабатывают выходное напряжение £/2, переменная составляющая которого достаточно точно определяется соотношением

Ul+u2+...+Un

(26-14)

В ламповых схемах сложения взаимная связь между источниками отсутствует (если пренебречь связью через междуэлектродные емкости), в то время как в пассивных сумматорах эта связь всегда имеется.

Суммирующее устройство с параллельно соединенными катодами отличается также малым выходным сопротивлением.

В заключение следует отметить, что активные суммирующие устройства более громоздки н менее надежны в работе, чем пассивные. Однако они наряду с сложением сигналов одновременно усиливают эти сигналы.

Фильтры дешифраторов РТС

Для разделения модулированных поднесущих колебания по отдельным цепям в дешифраторе приемной части РТС применяются селективные фильтры. В зависимости от расположения полосы пропускания фильтра на шкале частот различают фильтры нижних частот (ФНЧ), верхних частот (ФВЧ), полосовые фильтры (ПФ) н заградительные фильтры (ЗФ).

В дешифраторах РТС с ЧРК наибольшее применение находят полосовые фильтры, которые используются для разделения сигналов поднесущих частот по информационным каналам.

Основные свойства электрического фильтра определяются его амплитудно-ча- , стотной и фазо-частотной характеристиками. Используемые в дешифраторе фильтры не должны искажать передачу спектра сигнала, принимаемого по информационному каналу; иметь большое затухание в полосе непрозрачности и большую крутизну частотной зависимости затухания в областях перехода

от полосы пропускания к полосе непрозрачности

Среди полосовых фильтров основное значение имеют LC >и PC-фильтры. Эти фильтры включаются в качестве нагрузки ламповых (транзисторных) усилительных каскадов. Применяются также кварцевые частотные анализаторы гетеродинного типа и механические резонансные устройства.

Рис. 26-16. Селективный усилитель с двойным Т-образным .RC-moctom в цепи отрицательной обратной связи.

о - схема; б - амплитудно-частотная характеристика фильтра; в - амплитудно-частотная характеристика усилителя.

В настоящее время в дешифраторах РТС все более широко используются РС-фильтры, селективные свойства которых основаны на зависимости коэффициента передачи РС-це-почек от частоты проходящих сигналов. RC-фильтры получаются малогабаритными даже при их конструировании на очень низкие звуковые частоты. Низкочастотные полосовые фильтры н в особенности РС-фильтры имеют малую добротность и, следовательно, низкие избирательные свойства. Улучшение этих свойств, например, в LC-фильтрах достигается использованием в усилительном режиме положительной обратной связи.

Повышение избирательных свойств полосовых PC-фильтров достигается включением их в цепь обратной связи каскада и увеличением коэффициента усиления последнего. Для примера приведена схема усилителя с двойным Т-образиым РС-фильтром (рис 26 16, а) (Рь Р2, Р3, Си С2, С3) в цепи отрицательной обратной связи (с анода на сетку). Двойной Т-образный рС-фильтр

имеет амплитудно-частотную характеристику заградительного фильтра (рис. 26-16,6), а если включить его в цепь обратной связи усилителя, то амплитудно-частотная характеристика (зависимость коэффициента усиления К от частоты) последнего будет иметь внд резонансной характеристики (рис. 26-16, в).

Частота F0, на которой усилитель имеет максимальное усиление, определяется параметрами схемы двойного Т-образного фильтра. Обычно используется симметричный двойной Т-образный PC-фильтр, у которого Р,=Р2=Р, р3=Р/2 и Ci = C2=C; С3=2С. При таком фильтре частота сигнала с максимальным усилением определяется нз выражения Fo=\/23iRC. Эквивалентная добротность усилителя с двойным Т-образным мостом составляет Q3K/4, где л - коэффициент усиления усилителя (без цепи обратной связи). Полоса пропускания такого усилителя равна:

2ДР=-(26-15) Л

Таким образом, полоса пропускания усилителя с двойным Т-образным РС-фильтром зависит от коэффициента усиления усилителя.

Для расширения полосы н увеличения крутизны частотной характеристики усилителя в области перехода от полосы пропускания к полосе непрозрачности в усилитель могут включаться два и более двойных Т-образиых моста (полосовой усилитель).

Демодуляторы. Для демодуляции сигналов в каждом из каналов, полученных на выходе из разделительных фильтров, используются соответствующие детектирующие устройства. При частотной модуляции поднесущих колебаний в качестве демодуляторов применяются частотные детекторы, при амплитудной модуляции - амплитудные детекторы.

Переходные и перекрестные искажения

Если частотные характеристики разделительных фильтров двух или нескольких соседних каналов перекрываются (что теоретически всегда возможно), то при восстановлении телеметрической информации на приемном пункте будут появляться ошибки, называемые переходными искажениями.

Взаимное влияние каналов в РТС с частотной селекцией вызывается не только переходными искажениями, но и нелинейностью амплитудной характеристики приемопередающего тракта. Ошибки радиотелеизмерений, получающиеся нз-за нелинейности амплитудной характеристики РТС, принято называть перекрестными искажениями.

Степень взаимного влияния каналов обычно оценивается коэффициентами переходных помех бпер и перекрестных искажений бперекр. Эти коэффициенты определяются как отношение максимальной абсолютной