которое, как правило, выполняется на практике. Тогда

R + э

Т .эСэ--- (10-133)

и не зависит от величины сопротивления Rg. Во всяком случае

\.э>Сэ. (10-134)

где гэ - сопротивление эмиттера Т-образной эквивалентной схемы транзистора (см. стр. 426), которое для любого типа транзистора однозначно связано с постоянным током эмиттера и составляет:

г; я , f . ом. (10-135)

Два последних соотношения позволяют просто оценить с некоторым запасом необходимую емкость конденсатора Св, гарантирующую малые искажения в области низших частот.

Нижняя граничная частота сон усилителя определяется по результирующей постоянной времени:

н =-, (10-136)

/ Ml-

причем ввиду приближенного характера вы-раженргя, использованного для t, посчед-

нее соотношение справедливо при MhCVS, что соответствует отсчету Ын на уровне не ниже 0,7.

При Mh=V2 (нижняя граничная частота определяется на уровне 0,7) вместо (10-136) получается

нО.7 =

(10-136а)

Спад вершины AU (см. рис. 10-19) определяется так же, как в ламповом усилителе с резистивно-емкостной связью по формуле (10-56), если в качестве низкочастотной постоянной времени Тн использовать введенную здесь результирующую низкочастотную постоянную времени т,.

Частотные искажения в области верхних частот могут быть вызваны влиянием емкостей, шунтирующих сигнальные цепи (например, Сн на рис. 10-26), и инерционностью самого транзистора. Последняя в свою очередь может быть связана с шунтирующим действием емкостей р-п переходов и с частотной зависимостью коэффициента переноса носителей через область базы. В зависимости от конкретных значений параметров транзистора и схемы может преобладать влияние тех или иных явлений.

В наиболее общем виде высокочастотные искажения удается анализировать с помощью эквивалентных схем каскада, в которых транзистор заменяется моделирующей эквивалентной схемой. К удовлетвори-

тельным результатам приводит простая схема типа показанной на рис. 10-28,6, в которой учитываются пересчитанная к схеме с общим эмиттером емкость коллекторного перехода Ск.э и комплексный частотно-зависимый коэффициент передачи тока базы

-- (10-137)

где 6о Ро - низкочастотное значение коэффициента усиления транзистора по тЬку

в схеме с общим эмиттером; Тэфф=-

эффективное время жизни неравновесных носителей в области базы (см. стр. 409).

Сопротивление Гк.э -- пересчитанное к схеме с общим эмиттером сопротивление

коллектора Гк. Величины Ск.э и Гк.э в общем случае являются частотно-зависимыми комплексными и при не слишком высоких для данного транзистора частотах с учетом малости величины гэ составляют:

Ск.э = Ск(1-ЬЬ); (10-138)

/к.9 = -(10-139) 1+6

На основании схемы на рис. 10-28,6 можно получить комплексные частотно-а висимые выражения коэффициента усиления по напряжению от э. д. с. источника

£0

(10-140)

1 +/ Тв

и динамического входного сопротивления

Zbx =-6 +-э +

1 +У >Тз

вхО

Ч . (10-141).

1 + ; )т,

где К10, Кео и 7?вхо - найденные выше для области средних частот значения динамических параметров транзистора, а Тв и тв - две высокочастотные постоянные времени:

<=аФФ+Ск(1+),+;;;,%о)

и Тэфф + Ск (1 + Ьо) Rn.s\ (10-142>

1+/0-Г-Т

э+б+?г.э

(10-143>

l + boSl Rr.s

причем приближенные выражения справедливы при обычных на практике соотноше-

НИЯХ

вь,х Ри.э (10-144)

1+6о

Рг.а э+б- (10-145)

При умеренных величинах емкости цепи -нагрузки ее влияние можно учесть соответ-ствующим увеличением второго члена правой части выражения (10-142):

(10-142а)

при

Сн<Ск(1-Ь 6о).

Верхняя граничная частош коэффициента усиления по напряжению и время нарастания фронта выражаются соотношениями (10-42) и (10-55) соответственно.

Время задержки (tg на рис. 10-5) у транзисторного усилителя с резистивно-емкостной связью во многих случаях не имеет практического значени5 (оно порядка вре--мени переноса Тп неосновных носителей через базу):

(10-146)

Пример 6. Рассчитать транзисторный каскад при помощи эквивалентной схемы, определив Кво, fso.? и Ср, Сэ для достижения /н=100 гц при Мп = } 2 .

Дано: параметры усилителя по схеме на рис. 10-26; транзистор типа МП21 (гэ=27ож; /-б = 100 ом; /- = 1,6 Мом; Ьо = 32; С = 35 пф; /р =40 кгц при /э=1 ма и (7к=5 в); Rs= =2 ком; Сн = 1 000 пф; остальные данные те же, что в примере 5.

Решение. Согласно (10-126) имеем:

7?в = 100 -Ь 27 (1 -f- 32) = 991 ом.

Принимая во внимание, что Rr.a и Rh.s сохранили прежние значения (2,5 и 0,833 ком соответственно), найдем по формуле (10-127):

, -32-0,833

°= 2,5-Ь0,99 =-765-

По формулам (10-142а) и (10-143) находим:

г- + 2я-40-10з

-Ь [35 (1 -Ь 32) -Ь 1 ООО] 10-1 -833 =

= 5,8-10-е сек;

5,8-10-8

l-f32-

2 500

= 4,3-10-е сек.

Высшая граничная частота fs 0,7 определяется из условия, аналогичного формуле (10-42):

. = = ГГТ = 37 ООО ец.

2я-4,3.10-в

Исходя из формулы (10-136), найдем необходимое значение результирующей низкочастотной постоянной времени:

2я-100У2- 1

= 1,6.10-S сек.

Учитывая две частные низкочастотные постоянные времени - Тн. р (10-131) и Тн. э (10-133), запишем условие (10-130) в виде

Примем Тн.р=Тн.э=2Тнл ; тогда

С >

2-t,

2-1,6-10-8

Рн + Рвых ~ 1 000-f-5000~ = 0,53 10-е бб = 0,53 жкеб;

г 2нИ1+) Рвх + Рг.э

2-1,6-10-Д(1 -f 32)

~ 990-1- 2 500 = 30-10- ф = 30 мкф.

Пример 7. Проверить усиление импульсов с помощью каскада, рассчитанного в примере 6.

Дано дополнительно 7и=1 мсек, f = = 1,6 Мгц.

Решение. На основании (10-56) спад вершины

б= 100

1-е =46,20/ :

время нарастания согласно (10-55)

ta = 2.2-4,3- 10-е = 9,5-10- сек =

= 9,5 мксек

и время задержки в соответствии с (10-146) 1

2я-1,6-10е

= 0,1-10-е сек = 0,1 мксек.

Нелинейные искажения, возникающие при увеличении амплитуды входного сигнала, бывают следствием трех причин.

Рис. 10-29. Выбор рабочей точки в транзисторном усилителе с резистивно-емкостной связью.

а - отсечка: б - насыщение коллекторного тока при неправильном выборе начальной рабочей точки; в - положение линий нагрузки для постоянного и переменного (М.Щ токов, при котором получается максимальная амплитуда выходного напряжения.

Неблагоприятный выбор рабочей точки и сопротивлений нагрузки по постоянному и переменному току может приводить к отсечке или насыщению коллекторного тока при положительных или отрицательных ам плитудах напряжения усиливаемого сигнала (рис. 10-29). Для предотвращения преждевременного появления такого рода иска-

Рис. 10-30. Искажения, вызываемые нелинейностью входной характеристики.

а - при работе от ннзкоомного источника сигнала (I - синусоидальное входное напряжение); б - нелииейиость характеристики усиления по току при работе от высокоомного источника сигнала (2 - синусоидальный входной ток).

жений в каскадах, работающих при больших амплитудах выходного напряжения, надо так выбирать параметры схемы, чтобы исходная рабочая точка делила отрезок MN линии нагрузки по переменному току пополам (рис. 10-29, в) и находилась при возможно большем напряжении Uo. Для этого практически достаточно применить сопротивление Rk-Rb и задать начальный ток коллектора

3 Rn

(10-147)

чтобы начальное напряжение Uo составляло около одной трети напряжения питания коллекторной цепи (здесь и на рис. 10-29 и 10-32 символами Uo и обозначаются напряжения, отсчитываемые относительно эмиттера).

Две другие причины нелинейных искажений связаны с нелинейностью статических

характеристик транзистора: входной характеристики, указывающей на нелинейную зависимость входного тока от входного на пряжения (рис. 10-30, а), и характеристики усиления по току (рис. 10-30,6). Если источник усиливаемого сигнала имеет большое внутреннее сопротивление (/?г.э>/?бх), то нелинейность входной характеристики перестает сказываться: входной ток повторяет форму э. д. с. эквивалентного генератора и нелинейные искажения привносятся только за счет зависимости коэффициенте усиления по току от входного тока. Характер возникающих при этом нелинейных искажений иллюстрируют графики на рис. 10-30,6. Если же источник сигнала имеет малое внутреннее сопротивление (/?г.э</?вх), то преобладают искажения, обусловленные нелинейностью входного сопротивления транзистора (рис. 10-30, fl). Характер искажений обоих видов противоположный, и это обстоятельство удается использовать для взаимной компенсации обеих нелинейностей путем подбора оптимального сопротивления эквивалентного генератора (рис. 10-31). Величина Rr.a. опт является индивидуальной характеристикой транзистора данного типа в конкретном режиме и определяется опытным путем. Ориентировочно Rr.a. опт имеет порядок величины входного сопротивления транзистора и в многокаскадных усилителях легко регулируется, так как в качестве Rr.b выступает сопротивление Rk в цепи питания коллектора предшествующего каскада.

Графо-аналитический метод расчета коэффициентов гармонических искажений, описываемый для ламповых усилителей на стр. 489 остается в силе и для транзистор ного усилителя, но для определения необходимых пяти ординат коллекторного тока (или напряжения) сначала надо найти соответствующие значения тока базы с уче том внутреннего сопротивления эквивалентного генератора. Для этого строится суммарная вольт-амперная характеристика входной цепи (рис. 0-32, а) и при синусоидальной форме э. д. с. эквивалентного генератора определяются пять значений тока базы: /бо, /б.макс, Iб.мин, /б. /g. После этого обращаются к семейству выходных ста-