частотой

0)в1 =

(10-169)

При не слишком больших эквивалентных сопротивлениях нагрузки (большей частью при Яшл С /?вых) в области высших частот может происходить подъем усиления, вызываемый резонансом токов в ветвях Свых и Ls-Ru.a (рис. 10-34, в). Подъем усиления возникает в районе частоты

0)ов2 =

s вых

при условии Qb2>0,7, где

(10-170)

(10-171)

(предполагается, что Нш.а<Нъш-)-

Если в схеме усилителя присутствует шунтирующее первичную обмотку трансформатора сопротивление Rk (рис. 10-34, г), то при определенных соотношениях между параметрами выходной цепи может возникнуть резонанс напряжений в цепи Ls - Сн-При этом наблюдается подъем усиления в районе частоты

)овз =

(10-172)

если

Qb3 =

> 0,7. (10-173)

fuQBS Lg соовз Сн Rk

При малых значениях емкости Сн и не очень больших сопротивлениях Ru и Rk наблюдается плавное снижение усиления, причем постоянная времени цепи Rn-Lb-Rn.a

°= о fo (10-174)

определяет верхнюю граничную частоту усилителя:

Vmi~ 1

Юв4 =- (10-175)

(предполагается, что /?к<С/?вых).

Наконец, спад усиления в области высших частот вызывается снижением усиления самого транзистора. В схеме с общим эмиттером при высокоомной эквивалентном генераторе (/?г.э >/?bi) граничная частота коэффициента усиления по току

h = -~ - (10-176)

и у низкочастотных транзисторов лежит в пределах 10-50 кгц (меньшие значения соответствуют мощным транзисторам). Однако, используя смешанную П-образную моделирующую схему транзистора (рис. 10-34,6), легко показать, что уменьшение сопротивления /?г,э эквивалентного генератора повышает граничную частоту выходного тока транзистора:

huso \

гр.тр

/р. (10-177)

Таким образом верхняя граничная частота усилителя, связанная с падением усиления транзистора, определяется как

вб = 2яр.тр - 1 . (lO-lig)

От того, какая из частот Obi-cobs получается ниже, зависит, какое из рассмотренных явлений возникает раньше и определяет характер частотных искажений в области высших частот.

Пример 8. Рассчитать транзисторный усилитель с трансформаторной связью на максимальное усиление по мощности. Схе- ма усилителя по рис. 10-33, а. Параметры транзистора и значения Rt, Rb те же, что Б примере 5.

Определить Пвт и вых, обеспечивающие максимальное усиление по мощности, величину Кр и рассчитать необходит мые индуктивности первичных обмоток трансформаторов из условия /н=300 гц,

Me=V2.

Решение. На основании (10-155) и (10-158)

1000

20- Ю-*-10,4-10- = 69 ООО ом;

000-10,4.10-

20-10-*

: 720 ом

(Afts= 1 000.20-10-*-3.10-*-32 =

= 10,4-10-3) .

Таким образом, оптимальные коэффициенты трансформации согласно (10-160) и (10-161) составляют в отсутствие Rk.

69 ООО

5 000 720

= 2.6:1.

При этом коэффициент усиления по. мощности на основании (10-157)

32

(У 10.4-10-3

+У 1000-20.10-)

= 17 400.

или 42,4 дб (против 27,6 дб при резистивно-емкостной связи).

Считая Мв=Мв. вуМв.вых, потребуем

Л1н. вх = Л1н вых= 1Л1н =1,19. На основании (10-164) и (10-165) с учетом достигнутого согласования (?г=Рвх; Rb.s-Rbi)

5 000

LiBx > -Z=Z=l- = 2,1 гн;

2л-3001/1,192- , .2 69 000

2л.300>1,192-1 -2

27гя.

Нелинейные искажения в транзисторном усилителе с трансформаторной связью определяются теми же способами, что и при резистивно-емкостной связи (см. стр. 480).

Рис. 10-35. Линии нагрузки для постоянного (PQ) переменного {MN) токов транзисторного усилителя с трансформаторной связью.

Малое сопротивление постоянному току первичной обмотки выходного трансформатора в усилителях, собираемых по схемам на рис. 10-33, а и б, позволяет располагать исходную рабочую точку О транзистора при напряжении, близком к £к (рис. 10-35). При этом максимальная амплитуда выход-яого напряжения на первичной обмотке трансформатора также достигает величины £к. Максимальная амплитуда выходного напряжения порядка £к и одновременно максимальная амплитуда коллекторного тока, равная /о, достигаются при условии, что эквивалентное сопротивление нагрузки выбрано из условия

Pн.э = -7-. (10-179)

Однако это условие кладут в основу [расчета главным образом мощных усилителей (см. стр. 496), где важно получить максимальную выходную мощность при высоком к. п. д. коллекторной цепи. При малых уровнях выходных сигналов, когда отдаваемая мощность значительно меньше мощности, расходуемой на питание коллекторной цепи, целесообразнее стремиться к выполнению условия /?н.э~Рвы1.о, обеспечивающего максимальное усиление по мошности (см. стр. 483).

Источниками дополнительных нелинейных искажений могут; быть трансформато-

ры, поскольку они имеют сердечники из ферромагнитных материалов.

Цепи питания. Трансформаторные связи позволяют широко варьировать построение цепей питания транзисторов и сводить к минимуму влияние этих цепей на передачу сигнала.

При наличии входного трансформатора сопротивление постоянному току в цепи базы транзистора может быть сведено к минимуму, причем применение двух источников питания (Ек и £э на рис. 10-36, а) позволяет получить наибольшую температурную стабильность рабочей точки (5=1).

При питании каскада с трансформаторной связью от одного источника (рис. 10-33 и 10-36, б) целесообразно делитель из резисторов Rl, Ri соединять с низкопотенциальным выводом вторичной обмотки входного трансформатора, как это показано на рис. 10-33; тогда резисторы R\, R2 не шунтируют входную цепь усилителя и не вызывают потерь усиления.

Чтобы исключить возможность возникновения обратной связи на нижних частотах из-за цепи Ra, Сэ, надо низкопотенци-альиый вывод вторичной обмотки входного трансформатора соединять по переменному току не с общим проводом цепей питания, как это сделано в схеме на рис. 10-36, б, а непосредственно с эмиттером транзистора (рис. 10-33, а). При этом емкость конденсатора С] выбирается из условия

Ci >-, , . (10-180)

и (Рг.э+ Рвх)

и получается примерно в Р раз меньше емкости конденсатора Сэ в схеме на рис. 10-36, б

Рис. 10-36. Варианты схем питания транзисторных усилителей с трансформаторной связью.

и также существенно уменьшается необходимая емкость конденсатора Сэ. В схеме на рис. 10-33, а элементы э, Сэ оказываются введенными только в цепь выходного тока. При этом часто бывает Rs С Рн.э, и тогда конденсатор Сэ можно исключить совсем. В общем случае для схем на рис. 10-33, а, в необходимая емкость Сэ определяется из условия

5 10

С =-г-. (10-181)

<Вн Ри.э

Многокаскадные усилители

Расчет коэффициента усиления и частотных характеристик многокаскадных ламповых усилителей обычно не вызывает затруднений. Общий коэффициент усиления равен произведению коэффициентов усиления всех каскадов

Кобщ = К1К,...К . (10-182)

причем общая амплитудно-частотная характеристика определяется произведением модулей коэффициентов усиления:

Кобщ = К1К2---Кп, (10-183)

а общая фазо-частотная характеристика - суммой аргументов:

%бщ-P + %++Pn + (10-184)

где с помощью целого числа k можно учесть перевороты полярности напряжения, в том числе обусловленные трансформаторными связями.

Многокаскадный ламповый усилитель с резистивно-емкостными связями и одинаковыми для всех каскадов постоянными времени Тн и Тв описывается наиболее простыми выражениями обеих характеристик. Коэффициент усиления

Кобш=К? = . (10-185)

где Кь Ki и ф1 - комплексный коэффициент усиления, его модуль (амплитудно-частотная характеристика) и аргумент (фазо-частотная характеристика) одного каскада, п - число каскадов.

Граничные частоты общего коэффициента усиления составляют:

)в.общ =- ; (10-186)

заметно увеличивающий время запаздывания

Тн 1/Л1н о6ш-1

*в.общ

(10-187)

Эти выражения позволяют определить необходимые значения постоянных времени Тн и Тв по заданным коэффициентам Мн. общ и Мв. общ частотных искажений для всего усилителя.

Общая нормированная переходная характеристика для фронта импульса выражается уравнением

и и\ °бщ() общ ( )= =

Ао общ

п-1 / t

= 1-Ге2

, (10-188)

и для усилителей с числом каскадов до восьми ее графики приведены на рис. 10-37. При п> 2 имеется начальный пологий участок нарастания выходного напряжения.

П Св

(10-189)

где S - крутизна характеристики лампы; Свых - суммарная выходная емкость одного каскада, включающая в себя выходную емкость лампы, мон тажную емкость и входную емкость лампы (следующего кас--када).

Рнс. 10-37. Переходные характеристики многокаскадных ламповых усилителей с резистивно-емкостной связью.

Момент, соответствующий максимальной скорости нарастания выходного напряжения, задержан относительно момента появления входного импульса на время

= (п-1)Тв. (10-190)

Время нарастания, отсчитываемое между уровнями выходного напряжения 0,1 и 0,9 от максимального, приближенно составляет:

к1/2лпт;в.

(10-191)

Расчеты многокаскадных транзисторных усилителей осложняются тем обстоятельством, что Б качестве сопротивления нагрузки во всех каскадах, кроме последнего, выступает входное сопротивление следующего каскада, небольшое по величине, существенно зависящее от типа транзистора, его режима и схемы каскада, а в некоторых случаях и от характеристик ряда следующих каскадов. В области верхних частот внутренняя обратная связь, свойственная транзисторам, может приводить к сильной взаимозависимости характеристик всех каскадов. Аналогичные трудности могут возникать в связи с влиянием характеристик предшествующих каскадов на сопротивление эквивалентного генератора рассчитываемого каскада.

Строгий учет этих влияний возможен при составлении совместной системы уравнений контурных токов или узловых напряжений для всего многокаскадного усилителя. Однако этот путь приводит к громозд-