Рис. 10-47. Работа транзистора в режиме А.

Выбираем транзистор типа П203 (Рк. двп=1 вт без радиатора; /к. дод = 2 а; t/к. .доп=30б).

Ток покоя (10-237) в коллекторной цепи

/ = :f = o.07 .

эквивалентное сопротивление нагрузки 12

2-0,42

172 ом.

Входная цепь транзистора в мощном каскаде может проявлять заметную нелинейность и обычно требует графического анализа. На рис. 10-47 для примера приведены характеристики транзистора в схеме с общим эмиттером. В случае схемы с общей базой техника построений такая же.

С помощью выходных (в) или передаточных (б) характеристик определяются необходимые пределы изменения тока базы при максимальной амплитуде сигнала (h. макс, h. мин). Затем с помощью входных характеристик (а) находят соответствующие токам /б. макс и /б. мин напряжения базы t/б.макс и t/б.мин. Если различия в передаточных и входных характеристиках для разных напряжений коллектора велики, то определять токи и напряжения базы следует по динамическим передаточной и входной характеристикам, как это показано на рис. 10-47. Но у большинства транзисторов динамические характеристики мало отличаются от статических, и часто можно пользоваться одной статической передаточной или входной характеристикой.

По найденным значениям токов и напряжений базы вычисляются среднее значение входного сопротивления

/?вх.ср -

б.макс- f/б.мнн

б.макс

(10-240)

и необходимая входная мощность

вх = 0,125/. ,/?вх.ср- (10-241)

Коэффициент усиления по мощности составляет:

(10-242)

Нелинейные искаокения определяются так же, как в предварительном транзисторном усилителе с трансформаторной связью (см. стр. 486).

Необходимо отметить, что при выходной мощности, превышающей несколько десятых долей ватта, обычно приходится применять транзисторы в таких режимах, что входное сопротивление в значительной мере определяется объемным сопротивлением эмиттера и базы. При этом входная характеристика спрямляется и большее значение приобретает зависимость коэффициента усиления по току от величины тока (особенно в схеме с общим эмиттером), чем нелинейная зависимость входного тока от напряжения сигнала.

Поэтому минимальные нелинейные искажения в схеме с общим эмиттером обычно достигаются при низкоомном эквивалентном генераторе. В схеме с общей базой еще меньшие нелинейные искажения получаются при высокоомной эквивалентном генераторе.

Частотные искажения в мощном усилителе режима А с трансформаторным выходом имеют те же причины, что и в предварительном (см. стр. 484).

Поскольку эквивалентное сопротивление нагрузки мощного усилителя невелико (обычно /?н.э составляет десятки-сотни ом), с емкостью цепи нагрузки, как правило, можно не считаться. В связи с тем что мощные транзисторы обычно обладают невысокими граничными частотами коэффициента усиления по току (f wl00-b400 кгц и /з<5-н15 кгц), в усилителях, выполненных по схеме с общим эмиттером, верхняя граничная частота зачастую определяется транзистором.

Транзис. )рный усилитель в режиме В

Усилительный режим В отличается наи-больщей экономичностью, к. п. д. коллекторной цепи достигает 70-757о-

(в качестве Рвых надо брать значение, увеличенное на 30-50% по сравнению с необходимой максимальной мощностью в нагрузке).

Кроме того, при £к<0,5 t/к. доп транзистор должен допускать работу с импульсами тока

, 2Рвых .

/к.макс = -- . (10-244)

Входная цепь транзистора в режиме В работает с отсечкой тока (рис. 10-49,6).

Как в схеме с общей базой, так и в схеме с общим эмиттером транзисторы могут применяться в этом режиме без начального смещения (рис. 10-48, а, б), особенно в усилителях с большой выходной мощностью. Для уменьшения искажений при переходе от одного полупериода к другому часто вводят небольшое начальное смещение (С/б.э~0,15 в для германиевых и до 0,6 в для кремниевых транзисторов), причем начальный ток коллектора продолжает сохранять весьма незначительную величину (не более единиц процентов от величины максимального импульса) и режим усиления остается очень близким к идеальному режиму В. Таким образом, коллекторная цепь транзистора в режиме В описывается теми же соотношениями, какие были приведены выше для лампового усилителя в этом же режиме (см. стр. 492), причем в большинстве случаев можно считать, что максимальный коэффициент использования коллекторного напряжения к. макс = 1, т. е. UEk. При этом критерий для выбора транзистора по заданной выходной мощности усилителя принимает вид:

Рис. 10-49. Работа транзистора в режиме В.

а - определение импульса тока 6а -зы: б - определение б.э.макс в - характеристика к расчету в примере 12.

При ЭТОМ входное сопротивление между эмиттерами (рис. 10-48, а) или между базами (рис 10-48,6) двух транзисторов приближенно составляет;

Рвх . (10-245)

вх-макс

где /вх. макс - максимальное за полупериод значение тока базы или эмиттера, а С/б.э.макс - соответствующее ему напряжение между базой и эмиттером. Входная мощность (на оба плеча)

Рвх-4.максРвх. (10-246)

И коэффициент усиления по мощности

д0п1

Рвых0,2Рвых (10-243)

/(р =

(10-247)

Пример 12. Рассчитать транзисторный усилитель в режиме В, для тех же исход-иых данных, что и в примере 11:

Р, = 0.3 вт; £ к = 12 в; Явых = 0,42 em.

Решение. Согласно (10-243) и (10-244)

доп1 :

/м.мя

; 0,2-0,42 = 0,084 em; 2-0,42

= 0,07 а.

Эти условия наряду с t/к. макс=2- 12 =

=24 в позволяют применить маломощные транзисторы, например типа П14А (Рк.доп= =0,15 вт; /к. доп. имп=150 ма; предельное напряжение коллектор-эмиттер при запертом эмиттерном переходе - 30 в).

Необходимое сопротивление нагрузки (на одно плечо) согласно (10-219) при

0,07

172 ом.

По статическим характеристикам транзистора (рис. 10-49,6) находим /е. макс = = 6 ма; Об. макс=0,42 в, и на основании .(10-245)-(10-247)

4-0,42

?еь,х = - = 280 ож; Явых 0,125 (6-10-)280 1,2.10-3era;

Кр =

0,42

1,2-10

= 350.

Для достижения минимальных коэффициентов гармонических искажений в схеме с общей базой желательно относительно большое сопротивление эквивалентного генератора сигнала, а в схеме с общим эмиттером-относительно низкое, причем часто существует оптимальное значение Рт.г.

Изучение отдельных сторон нелинейных искажений в транзисторном усилителе в режиме В может проводиться с помощью методов, описанных выше применительно к различным ламповым и транзисторным схемам (см. стр. 480, 481, 489, 493).

Частотные искажения рассчитываются по эквивалентным схемам для одного плеча с помощью тех же формул, что и в одно-тактном трансформаторном усилителе в режиме А (см. стр. 484), если в качестве я. подставлять величину

Нелинейные искажения в транзисторном .усилителе в режиме В обусловлены: а) нелинейной зависимостью тока коллектора от тока входного электрода; б) нелинейной зависимостью входного тока от входного напряжения; в) возможной нелинейностью суммарной передаточной характеристики обоих плеч в области малых напряжений; г) асимметрией плеч и д) нелинейными ис-кажениями в трансформаторах, в том числе связанными с отсечкой тока (см. стр. 494).

Достаточно полно и точно теоретически оценить влияние всех этих факторов затруднительно. В получаемых на практике результатах немалое значение имеет экспе-.риментальная отработка схемы и режимов, подбор транзисторов.

В целях уменьшения асимметрии плеч, помимо подбора транзисторов с близкими .передаточными характеристиками, в цепи эмиттеров вводят резисторы с небольшим сопротивлением (R, R на рис. 10-48, в), уравнивающие постоянные составляющие коллекторных токов.

Уменьшить влияние нелинейной зависимости коллекторного тока от входного тока (при неизменной выходной мощности) можно выбором максимально допустимого напряжения источника питания коллекторной цепи и особенно сильно - переходом от схемы с общим эмиттером к схеме с общей базой.

(10-248)

а в качестве /?вых - среднее значение выходного сопротивления транзистора (примерно удвоенное /?вых в точке, соответствующей половине /макс).

Верхняя граничная частота усилителя обычно определяется спадом коэффициента усиления по току транзистора, но в схеме с общей базой может ограничиваться и индуктивностью рассеяния выходного трансформатора.

Варианты схем транзисторных двухтактных -усилителей

Схема двухтактного каскада с последовательным включением транзисторов (рис. 10-50, а) позволяет обойтись без выходного трансформатора при условии, что сопротив-

Вход

€Г1..

Рис. 10-50. Схемы усилителей класса В с- последовательным включением транзисторов.

а - без начального смещения и с непосредственным включением нагрузки; б - с начальным смещением и разделительным конденсатором в цепи нагрузки.

ление нагрузки /?н соответствует необходимой, величине эквивалентного сопротивления нагрузки /?н.э на одно плечо. Полное напряжение источника питания в этой схеме должно быть вдвое больше напряжения £ , участвующего в расчете режима каждого транзистора.

Избавиться От необходимости иметь отвод от средней точки источника питания позволяет схема с включением нагрузочно-