го сопротивления через разделительный конденсатор (рис. 10-50, б), емкость которого должна составлять

5J-J0 ШнРн

(10-249)

Ряд схем двухтактных усилителей, не требующих применения трансформаторов, основан на использовании транзисторов с дополнительной симметрией, т. е. сочетаний

р Вход

Рис. 10-51. Бестраисформаторнце схемы двухтактных транзисторных усилителей.

структур р-п-р и п-р-п (рис. 10-51). Простейшая из этих схем (а) является разновидностью усилителя в режиме В с последовательным включением транзисторов (ср. с рис. 10-50, а), причем транзисторы работают без начального смещения. Ввиду различной структуры транзисторов в течение каждого полупериода входного напряжения работает только один транзистор и отпадает необходимость в специальном фазоинвер-торе. На рис. 10-51,6 показаны цепи подачи небольшого начального смещения, снижающего нелинейные искажения при переходе от одного полупериода к другому, и включение нагрузочного сопротивления через разделительный конденсатор. Обе схемы на рис. 10-51, а и б представляют собой усилители с общим коллектором (см. стр. 508), работают со 100%-ной обратной связью и не дают усиления по напряжению: для полной раскачки амплитуда входного напряжения должна равняться половине напряжения источника питания, т. е. величине £к. Зато в этих схемах достигаются наибольшее входное сопротивление и высокая линейность.

В качестве другого примера двухтактных усилителей с дополнительной симметрией на рис. 10-51, в приведена схема с четырьмя транзисторами, включенными с общим эмиттером, причем достигается большое усиление как по мощности, так и по напряжению.

Существует много других вариантов построения схем подобного типа [Л. 2, 21]. Ценным свойством этих схем является возможность применения непосредственной связи между транзисторами, что позволяет использовать их в качестве усилителей постоянного тока, уменьшить частотные и нелинейные искажения, сократить количество

деталей, повысить экономичность, а в ряде случаев и температурную стабильность усилителя.

Температурная стабилизация мощных транзисторных усилителей

Температурная стабилизация представляет собой ответственнейшую задачу проектирования и включает ряд взаимосвязанных вопросов.

Прежде всего необходимо позаботиться о таких условиях теплоотвода, чтобы при-наивысшей температуре окружающей среды, и максимальной мощности, рассеиваемо транзистором, температура активного объема транзистора не превышала предельную-или более низкую, выбранную при проектировании. Этот вопрос рассматривается в § 9-7.

Далее для усилителя в режиме А должна быть изучена группа вопросов, связанных с устойчивостью максимального значения мощности, рассеиваемой в транзисторе-в статическом режиме покоя. Увеличение мощности, рассеиваемой при повышении температуры, в общем случае вызывается! увеличением тока покоя, которое может происходить вследствие: а) роста обратного тока коллектора; б) увеличения коэффициента нестабильности; в) понижения пробивного напряжения коллекторного перехода; г) неблагоприятной температурной зависимости сопротивлений в пенях постоянного тока транзистора.

Для предотвращения последствий, связанных с изменениями режима, при расчете-цепей питания необходимо учитывать самые неблагоприятные сочетания параметров транзистора в пределах всего рабочего диапазона температур.

Рассеиваемую транзистором мощность надо определять с учетом ее приращения за счет обратного тока при максимальной температуре транзистора. При расчете коэффициента нестабильности S (см. § 9-7) следует подставлять максимальное значение Р с учетом его разброса и температурной зависимости. Напряжение питания коллекторной цепи выбирают так, чтобы с учетом-максимальных пиков напряжения на первичной обмотке выходного трансформатора не было превзойдено наименьшее для рабочего диапазона температур транзистора предельное значение t/н.э при данной величине сопротивления цепи базы. Наибольшая температурная стабильность тока достигается при питании эмиттерной цепи от отдельного источника и минимальном сопротивлении постоянному току цепи базы (см. рис. 10-36,а). Однако применение этой схемы, как и классической схемы стабилизации-с тремя сопротивлениями (см. рис. 10-36,6), сопряжено со значительным увеличением расхода энергии на питание мощного каскада.

Для повышения экономичности питания часто применяют схемы с температурной компенсацией при помощи термочувстви-

тельных сопротивлений (рис. 10-52, а), в качестве которых используются терморезисторы с отрицательным температурным коэффициентом и полупроводниковые диоды (эти схемы применяются и в усилителях в режиме В). Применение полупроводниковых диодов (главным образом германиевых) для целей термокомпенсации основано на том, что с повышением температуры прямое падение напряжения на диоде в цепи постоянного тока уменьшается.

-0-Е,

-0-Е.

Рис. 10-52. Схемы температурной стабилизации рабочей точки тран-висторов в мощных каскадах.

Термокомпенсирующий элемент и ток через него выбираются так, чтобй напряжение U-c изменялось по тому же закону, что и напряжение на эмиттерном переходе транзистора при постоянном токе коллектора. Необходимые для этого расчеты осуществляются графо-аналитическим методом с использованием вольт-амперных характеристик и их температурных зависимостей. Ориентировочный расчет можно произвести, исходя из того, что для поддержания постоянного тока коллектора при повышении температуры на ГС необходимо уменьшать -напряжение смещения эмиттерного перехода на 2 мв. Ввиду известного разброса ха-.рактеристик транзисторов, терморезисторов и полупроводниковых диодов схемы температурной компенсации требуют экспериментальной подстройки, для чего обычно заранее устанавливают переменные резисторы (рис 10-52,6).

Наконец, в усилителях режима В условия температурной стабильности мощных транзисторов могут нарушаться в динамическом режиме из-за кратковременных пе-.регревов, возникающих в моменты рассеяния максимальной мгновенной мощности при наличии сигнала. Такие перегревы зависят от соотношения между постоянной времени теплового сопротивления участка коллектор-корпус и длительностью импульса мощности; они тем более опасны, чем ниже частота усиливаемых колебаний (в режиме синусоидальных колебаний) или чем больше длительность импульса (в им-пульсном режиме). Поэтому в усилителях, работающих в режиме В, на особенно низких частотах (ниже 100-200 гц) следует применять транзисторы с полугора-двукратным запасом по мощности рассеяния.

10-5. УСИЛИТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

Общие принципы

Обратной связью называют передачу сигнала в направлении, обратном основному направлению передачи сигнала, или применительно к усилительным устройствам - с выхода на вход.

Результат действия обратной связи существенно зависит от того, в какой полярности относительно напряжения входного сигнала вводится напряжение обратной связи.

В усилителях, призванных работать в достаточно широкой полосе частот и с малыми искажениями, применяется главным образом отрицательная обратная связь, при которой полярность напряжения, вводимого во входную цепь усилителя из цепи обратной связи, противоположна полярности напряжения входного сигнала. Применение отрицательной обратной связи приводит к снижению усиления, но одновременно уменьшаются частотные и нелинейные искажения, стабилизируются все характеристики усилителя. Действие положительной обратной связи, при которой полярности напряжения входного сигнала и напряжения обратной связи совпадают, обратное. Кроме коэффициента усиления, при введении обратной связи изменяются величины входного и выходного сопротивлений усилителя.

Характер влияния обратной связи на величины входного и выходного сопротивлений усилителя зависит не только от ее знака, но и от структурной схемы усилителя с обратной связью. Непосредственное соединение входной и выходной цепей усилителя (рис. 10-53) превращает такое устройство в двухполюсник и применяется для получения генераторных схем и двухполюсников с особым видом функции Z (/to), в том числе с отрицательным сопротивлением.

-а т-

НЗ 0-

Рис. 10-53. Схемы обратной связи, осуществляемой непосредственным соединением входа и выхода усилителя.

В усилительных схемах цепь обратной связи, осуществляющая передачу энергии с выхода на вход, обычно может быть представлена в виде отдельного четырехполюсника. В соответствии с четырьмя возможны-ными типами соединений входных и выходных зажимов двух четырехполюсников различают следующие виды обратной связи:

1) параллельную обратную связь по напряжению (рис. 10-54, а), при которой на вход /-/ пени р обратной связи поступает выходное напряжение усилителя К. я

выходные зажимы 2-2 цепи обратной связи соединены параллельно с входными зажимами 1-1 усилителя;

2) последовательную обратную связь по напряжению (рис. 10-54,6), которая отличается от параллельной тем, что выходные зажимы цепи обратной связи соединены последовательно с входными зажимами усилителя;

3) параллельную обратную связь по току (рис. 10-54, в), при которой входные за-

-<д 0--0 ен

-0 0-

-Ц 1-0

Рис. 10-54. Структурные цепи усилителей с обратной связью.

а - параллельная связь по напряжению; б - последовательная связь по напряжению; в - параллельная связь по току; г - последовательная связь по току.

жимы 1-1 цепи обратной связи соединяются последовательно с выходными зажимами усилителя, вследствие чего напряжение, поступающее в цепь обратной связи, пропорционально выходному току усилителя;

4) последовательную обратную связь по току (рис. 10-54, г), отличающуюся от параллельной последовательным соединением зажимов 2-2 и 1-/.

Отрицательная обратная связь по напряжению (рис. 10-54, а, б) уменьшает выходное, сопротивление, а по току (рис. 10-54, в, г) увеличивает выходное сопротивление усилителя. Параллельные схемы введения обратной связи (рис. 10-54, а, в) уменьшают входное сопротивление, а последовательные (рис. 10-54, б, г) увеличивают входное сопротивление усилителя.

Поскольку структурные схемы усилителей с обратной связью (рис. 10-54) повторяют собой схемы элементарных производных четырехполюсников (см. табл. 9-3), в общем случае все характеристики усилителя с обратной связью (в линейном режиме) можно определить по формулам теории линейных четырехполюсников (табл. 9-3 и 10-1). Необходимо только при составлении матрицы параметров четырехполюсника обратной связи (Р на рис. 10-54) в качестве входных зажимов принять зажимы 2-2, а в качестве выходных /-

Известные упрощения в расчетах достигаются при использовании ряда допущений;, обычно хорошо оправдывающихся на практике. Основное из них - пренебрежение прямой передачей входного сигнала через-цепь обратной связи на выход. Кроме того, очень часто пренебрегают влиянием сопротивлений четырехполюсника обратное-связи на входную и выходную цепи усилителя.

При этом широко используются следующие параметры систем с обратной связью;;

Коэффициент обратной передачи напрт-

жения р - отношение изменения входного напряжения усилителя к выходному напряжению,

Р = 7Г- (10.250

Петлевой коэффициент усиления по нй>-пряжению - произведение коэффициента усиления К собственно усилителя на коэффициент обратной передачи напряжения,

Кр = А. (10-251).

Эта величина показывает, какую часть входного напряжения собственно усилителя-составляет вводимое во входную цепь напряжение обратной связи.

Показатель обратной связи у, или возвратная разность F, - отношение входногс-напряжения всего усилителя с обратнов-связью к входному напряжению собственно усилителя,

Y =f = -55:°:в-= 1 Кр. (10-252V

Глубина обратной связи у - модуль показателя обратной связи,

=1, кр! = Г

(10-253>.

При желании аналогичную систему пара--метров можно ввести для токов или смешанных систем (входное напряжение - выходной ток, входной ток - выходное напряжение) в соответствии с наиболее удобньш-способом выражения передаточной функции-данного усилителя. Однако любой тип усилителя с обратной связью при фиксированных значениях сопротивлений источника-сигнала и нагрузки может рассчитываться-при помощи одной и той же системы коэффициентов, характеризующих отношения напряжений.

Основные характеристики усилителя с обратной связью

Коэффициент усиления по напряжению, от э. д. с. источника сигнала для усилителя с обратной связью при любой структурной схеме выражается соотношением