Rh.3 +

Rn.a -

1,2 -

Rt+Ru2

Rn Ra

Rn + Rs Rl Rz

(10-282)

(10-283)

(10-284)

(10-285)

R1 + R2

a гб H гэ - элементы Т-образной эквивалентной схемы.

Из этих формул видно, что входное сопротивление эмиттерного повторителя зависит от сопротивления нагрузки, а выходное - от сопротивления источника сигнала.

Величины, отмеченные штрихом, характеризуют динамические параметры транзистора и не учитывают шунтирующего действия со стороны цепей питания (резисторы Ri, R2 включены в величину Рг.э, г Rs - в величину Rb.s). Соответствующие параметры каскада определяются по формулам (10-116)-(10-119) с подстановкой величины

-0-Е,

0-£,

Рис. 10-61. Схемы эмиттериых повторителей.

сопротивления Rs вместо Rk в формуле (10-117).

Входное сопротивление каскада Rbx может оказаться значительно меньше динамического входного сопротивления транзистора /?вх из-за наличия делителя Ri, R2, стабилизирующего рабочую точку.

Для сохранения высокого входного сопротивления эмиттерного повторителя стараются осуществлять непосредственную связь с источником сигнала без разделительного конденсатора. При этом необходимый потенциал базы создают за счет постоянного напряжения, введенного в цепь источника сигнала, или с помощью стабилитрона, батареи (рис. 10-61,6, в, г). Если внутреннее сопротивление источника сигнала для постоянного тока велико и его нельзя

щунтиров1ать дросселем, то в схемах с непосредственной связью лучшую температурную стабильность рабочей точки можно получить при применении кремниевого транзистора.

Особенно высокое входное сопротивление получается в схемах с составным повторителем (рис. 10-62,а). Параметры такой схемы рассчитываются по тем же формулам, что и для обычного повторителя, если вместо Р-ь1 подставить общий коэффициент усиления по току обоих транзисторов, при-. мерно равный произведению Р1Р2 (дополнительными индексами 1 и 2 отмечаются па- раметры транзисторов Ti и Гг соответственно). Однако при больших значениях Р1Р2, которые легко могут превышать 1000, повышение входного сопротивления начинает ограничиваться шунтирующей входную цепь проводимостью Аггв первого транзистора.

Рис. 10-62. Сложные схемы эмиттериых повторителей.

Входное сопротивление вьпие нескольких мегом достигается введением в схему составного повторителя отрицательной обратной связи с выхода на коллектор первого транзистора (рис: 10-62,6), что равноценно увеличению hsse составного транзистора примерно в Pi раз.

В области высоких частот входное сопротивление эмиттерного повторителя уменьшается и стремится к величине гб. Прн вы-сокоомном источнике сигнала это приводит к снижению входного и соответственно выходного напряжения повторителя на частотах выше /р. При низкоомном источнике сигнала выходное напряжение начинает спадать при значительно более высоких частотах, но это расширение полосы пропускания происходит главным образом из-за прямой передачи тока источника сигнала в цепь нагрузки.

Емкостный характер нагрузки, как и у катодного повторителя, может вызывать появление отрицательной активной составляющей входной проводимости эмиттерного повторителя (на частотах выще ) и приводить к неустойчивости усилителя.

Усиление импульсов с крутыми фронтами (<фр<Тэфф) также сопровождается заметными искажениями, характер которых за-

висит от сопротивления источника сигнала и вида нагрузки.

Все это ограничивает область эффективной работы простого эмиттерного повторителя полосой частот до fp .

Расширение полосы равномерно усиливаемых частот и повышение устойчивости эмиттерных повторителей при конечной емкости в цепи нагрузки рассмотрено в работе [Л. 23].

Фазоинверторы

Применение отрицательной обратной связи лежит в основе многих схем фазоинвер-торов, автоматически обеспечивающих симметрию выходных напряжений.

Рн.эИ Rk II Rvi 9

Ри.91 Р, II Phi /к а

(10-287)

Вход

Рис. 10-63. Фазоинверторы с разделенной нагрузкой.

а - ламповая схема; б - транзисторная схема; в - схема непосредственной связи с предыдущим каскадом.

Каскад с разделенной нагрузкой (рис 10-63) представляет собой катодный (или эмиттерный) повторитель с дополнительным сопротивлением в анодной (коллекторной) цепи, так что образуется второй выход напряжения противоположной полярности.

Для того чтобы выходные напряжения Свых! и С/вых2 равнялись друг другу (по абсолютной величине), эквивалентные сопротивления нагрузки Rb.s\ и Rb.s2 в ламповой схеме с триодом (рис. 10-63, а) должны быть одинаковыми. При употреблении пентода (в пентодном соединении, см. рис. 10-58, б) эквивалентное сопротивление нагрузки в анодной цепи должно быть несколько больше, чем в катодной цепи:

где /а - анодный ток лампы; /э - ток экранирующей сетки. Поскольку обычно Rez= =Rhu необходимое условие Rb.b2>Re.si достигается соответствующим выбором /?а>

>Rk.

В схеме с транзистором (рис. 10-63, б) при большой величине коэффициента усиления по току (а>0,97) практически можно брать Rk=Rs одинакового сопротивления. Но при a<0,95-f-0,97 целесообразно применить Rk>Rs, чтобы удовлетворить соотношение

Максимальная амплитуда выходного напряжения (по каждому из выходов) у фа-зоинверторов с разделенной нагрузкой вдвое меньше максимальной амплитуды выходного напряжения катодного (эмиттерного) повторителя и в ламповой схеме не превыщает 0,2£а, а в транзисторной приближается к 0,25£к, если потенциал базы в исходной рабочей точке, определяемый делителем Ru R2, составляет 0,25£к.

Нижнее плечо каскада с разделенной нагрузкой можно рассматривать как катодный (эмиттерный) повторитель со всеми присущими ему особевностями (высоким ... входным и низким выходным сопротивлением, коэффициентом усиления /С~1). Однако на верхнее плечо схемы свойства повторителя не распространяются, так как относительно этого плеча усилитель имеет структурную схему (рис. 10-54, г), т. е. о.хвачен обратной связью по току, которая повышает выходное сопротивление каскада. Поэтому коэффициент усиления по второму выходу весьма чувствителен к изменениям сопротивления нагрузки, что особенно неприятно в транзисторных схемах. Кроме того, с повышением частоты шунтирующее действие емкости начинает влиять на работу верхнего плеча раньше, чем нижнего, и симметрия выходов фазоин-вертора нарушается.

Несколько улучшить симметрию выходных сопротивлений плеч можно добавлением в нижнее плечо резистора R (на рис. 10-63, а и б показано штриховой линией), сопротивление которого примерно равно Rk.

На рис. 10-63, в приведен распространенный вариант схемы связи каскада с разделенной нагрузкой с предшествующим каскадом без разделительного конденсатора, отличающийся лучшими частотными характеристиками в области низших частот. Выбор сопротивления резистора Rk в этом случае производится так же, как в схеме рис 10-58, г.

Фазоинверторный каскад с единичным усилением (рис. 10-64) представляет собой обычный усилитель с резистивно-емкостной связью, охваченный глубокой отрицательной связью по напряжению по параллельной схеме. В этой схеме Ri=Rz. Таким образом, на управляющую сетку фазоинверторной лампы подаются напряжения Свых1 и Свыхг с одинаковым коэффициентом деления, причем коэффициент передачи напряжения С/вых2 следует считать коэффициентом обратной передачи напряжения р (при PcPi=P2 он составляет от /з До /2).

Выходное напряжение такого усилителя связано со входным соотношением

выхг -

1+СР

вых1 >

(10-288)

т. е. имеет противоположную полярность и по абсолютной величине отличается от

I I 1

tBbixi на или при р= -у на

(2-3)/С~. Для достижения лучшей симметрии можно несколько увеличить сопротивление резистора R2, взяв его равным

(10-289)

Фазоинверторный каскад этого типа в связи с глубокой отрицательной обратной связью вносит малые искажения в широкой полосе частот и отличается низким выходным сопротивлением.

Максимальная амплитуда выходного напряжения в этой схеме может быть вдвое больше, чем в схемах на рис. 10-63.

Самобалансирующиеся фазоинверторы. На рис. 10-65, а приведена схема самоба-

Рис. 10-64. Каскад с единичным усилением.

Рис. 10-65. Самобалансирующиеся фазоинверторы.

лансирующегося фазоинвертора, по принципу дйствия не отличающаяся от схемы на рис. 10-64. Каскад с единичным усилением выполнен на правом (по схеме) триоде, а цепь из резисторов R\, R2 заменена сопротивлениями утечки сеток следующего двухтактного усилителя. Левый по схеме триод не охвачен обратной связью и выполняет функции предшествующего усилительного каскада, не изображенного на схеме рис. 10-64.

Другой вариант самобалансирующегося фазоинвертора (рис. 10-65, б) представляет

собой сочетание каскада с разделенной нагрузкой (левый по схеме триод лампы Лг) и каскада с общей сеткой (правый триод Лг). Цепь R, С служит для сообщения сетке правого триода того же постоянного напряжения, какое действует на сетке левого-триода в отсутствие сигнала. Эта схема отличается от всех предыдущих тем, что обладает одинаковыми выходными сопротивлениями обоих плеч. Условиями автоматической балансировки являются одинаковые параметры обеих ламп, равенство эквивалентных сопротивлений нагрузки

D Rni

н.э!- DID- и.эа -

= j°D (10-290)

Rai + °вг

и достаточно больщое сопротивление в общей цепи катодов обеих ламп

/?к у-- (10-291)

При этом остаточный разбаланс составляет:

ивьт2 /?к(1+1)

(10-292)

и для его устранения, вообще говоря, следует брать /?н.э2 > Rfl.si

-h.S

1+±)?н.з1. (10-293>

Если сопротивления Rk и Рв.э выбраны так, что

Ri + Rn.a

(10-294)

то остаточный разбаланс невелик даже при равных значениях R.ai и /?н.э2, а коэффициент усиления по напряжению (по каждому выходу) составляет

т. е. вдвое меньше, чем у обычного усилительного каскада с резистивно-емкостной связью.

Фазоинвертор по схеме рис. 10-65, б успешно применяется в широкополосных и импульсных усилителях (при замене триодов пентодами), причем его часто называют парафазным усилителем. Его переходные характеристики по каждому из выходов практически получаются одинаковыми и неотличаются от переходных характеристик однотактиого усилителя при условии, что-эквивалентная высокочастотная постоянная времени, связанная с катодной цепью. (Тв.к), на порядок меньще высокочастотно