величины одного безразмерного параметра т= . (10-303)

Величина т по существу является квадратом добротности колебательного контура, составленного из элементов L, Со, Ra..

Семейства амплитудно-частотных, фазо-частотных и переходных характеристик этой схемы даны на рис. 10-76 и позволяют выбрать целесообразное значение т для

Рис. 10-77. Каскад со сложной схемой высокочастотной коррекции (а), его эквивалентная схема (б) и зеркальный вариант (в).

любого типа усилителя. Наименьщие частотные искажения соответствуют от=0,414, а наименьщие фазовые - /п=0,322, отсутствие выброса у переходной характеристики гарантируется при от 0,25. Для видеоусилителей принимают от 0,35.

Последовательная схема (рис. 10-75,6) близка по своим свойствам к параллельной, однако ее характеристики зависят еще от соотнощения емкостей

Со Свь1х--Си

(10-304)

и при благоприятной величине р превосходят характеристики параллельной схемы. При р=ропт=0,25 оптимальные значения т составляют 0,667 для наилучщей амплитудно-частотной характеристики и 0,48 для наилучщей фазо-частотной характеристики. В видеоусилителях выбирают m 0,5-J-0,55.

Недостатком схемы последовательной коррекции является ее несколько большая критичность к смене ламп, приводящей к изменению параметра р.

Сложные схемы коррекции включают две корректирующие индуктивности и более, а

также дополнительные конденсаторы, причем соответствующим выбором параметров этих элементов удается обращать в нуль более одной производной функций /С(со) или ф(со). Расчет и настройка схем, содержащих более трех корректирующих элементов, представляет большие трудности.

На практике нз сложных схем коррекции наиболее распространена схема с двумя индуктивностями (рис. 10-77, а). В отличие от схемы (рис. 10-75,6) эта схема позволяет получать хорошие результаты при широких вариациях значения параметра р и характеризуется еще двумя параметрами:

9г = ~-\ (10-305)

92 =

(10-306)

при расчете импульсного усилителя сначала определяют допустимое значение анодного сопротивления а некорректированно-го усилителя. Считая, что Ri, RhS Pa, по заданной величине времени нарастания /н находят

Затем, определив параметр р и выбрав допустимую величину е выброса, с помощью табл. 10-2 находят необходимые значения остальных параметров схемы. Анодное сопротивление .а корректированного каскада берется в ki раз больше величины Ra и во столько же раз повышается коэффициент усиления каскада благодаря применению коррекции.

Таблица 10-2 Параметры схемы сложной коррекции

Зеркальные схемы. Для любой четырех-полюсной схемы коррекции (например, на рис. 10-77, а) можно указать зеркальный вариант (ср. рис. 10-77,6 и в), отличающийся

от исходного тем, что входные и выходные .зажимы корректирующего четырехполюсника взаимно заменены. Зеркальный вариант описывается теми же соотнощениями, .что и Основной, и Б принципе эквивалентен. Однако ввиду того, что при переходе к зеркальному варианту емкости Свых и Сн Б

расчетных соотнощениях взаимно меняются, появляется возможность реализации характеристик, соответствующих другому значению параметра р, который теперь вместо {10-304) описывается выражением

Рз = -= (10-304а)

-О -и Т~ *вых

Применение высокочастоцюй коррекции оправдано не только в целях расщирения полосы усиливаемых частот, но и для повыщения максимального выходного напряжения усилителя, если предельно допустимое значение выходного сопротивления ограничивается при заданной верхней граничной частоте щунтирующей выходную цепь емкостью. При этом введение корректирующих индуктивностей позволяет при сохранении прежнего значения в применить больщее сопротивление и тем самым увеличить максимальную амплитуду выходного напряжения.

Пример 14. Рассчитать выходной каскад импульсного усилителя, если дано Rb= =0,5 Мом; Сн=20 пф; [/-вых.манс = = [/+вых.манс=50 в; 7 и. акс=20 мсек;

4<0,1 мксек; б<5%; е<3%; £а=300 в. Применить низкочастотную и высокочастотную коррекцию.

Решение. Принимая ориентировочно Свых = 10 пф, на основании (10-307) находим:

0,1-10-

2,2(10+20) 10

,-12

1 500 ом.

Для получения положительных импульсов [/+вых.манс=50 в необходим анодный ток покоя

, вьтх.макс 50

ао>-;-= - = 33 жй,

R, 1.5

а из условия [/-вых.манс=50 в необходим анодный ток лампы при [/с=0

: -ао +

вых.макс

=33+ - = 66 ма. 1.5

ного провода примем Свых = 10 пф. Согласно (10-304)

На основании табл. 10-2 (по строке р=0,65; е=2,7%) находим: т=0 18; 91=3,9; 92=2,26; fei=2,05. При этом R=kiRb = =2,05-1,5 ~3 ком, а в соответствии с (10-303), (10-305), (10-28)

L = тС = 0,18-30-10- (3-10)2=

= 49.10-г = 49ж/сен;

Li = QiL = 3,9-49 = 190 мкгн;

= 92i?a = 2,26-3 = 6,8 кож;

/Со = S/?a= 11.7-3 = 35.

Расчет низкочастотной коррекции начнем с выбора максимально возможного сопротивления /?ф (см. рис. 10-72, а). Принимая в точке покоя t/ao=150 в и /ао=25 ма (с учетом полученного значения коэффициента kl, величину /ао можно уменьшить вдвое по сравнению с найденным первоначально значением 33 ма), определим

В видеоусилителе можно применить лампу типа 6П9 (у нее /а.манс- 60 ма при [/э = 150 в), если за счет высокочастотной коррекции увеличить сопротивление R по крайней мере на 20-307о в сравнении с величиной Ra- Воспользуемся сложной схемой высокочастотной коррекции (рис. 10-77), которая позволяет примерно удвоить Rs..

Выходная емкость лампы 6П9составляет 7,5 пф, с учетом м.онтажной емкости анод-

/?ф =

Ez - i/ao

J -R.=-

- 3 = 3 КОМ.

300- 150 25

Выполняя оптимальное условие коррекции Тн=Тф, на основании (10-302) определим

= 4-10-3 сек. В соответствии с (10-300) и (10-301)

ф Ф ~ Ф Ф где R=Ra.; таким образом

4-10-3

;;ф Г 3-103-3-103

= 2,l-10-g6 = 21 мкф. Наконец, из условия Тн=Тф

Ср=С

=2М.10---°

Rn 0,5-10

= 12,6-10-е6 = О,126жл;5б.

В многокаскадных усилителях величина выброса результирующей переходной характеристики с увеличением числа каскадов может как увеличиваться, так и уменьшаться Б сравнении с величиной выброса, наблюдаемого у одного каскада. Выброс, величина которого остается одинаковой для од-нокаскадного и многокаскадного усилителя при данной схеме коррекции, называется критическим. Критический выброс составляет около 1 % для схем с одной индуктивно-

стью (рис. 10-75) и около 2% для схемы сложной коррекции (рис. 10-77).

Поскольку максимальное усиление в широкой полосе частот пропорционально крутизне характеристики S лампы и обратно пропорционально емкости, шунтирующей цепь междукаскадной связи, в широкополюсных усилителях применяют лампы с,максимальным значением добротности, под которой понимается комбинация параметров:

= 2.(cJ-bC..)- ( °-* >

Максимальное выходное напряжение оконечного каскада широкополосного усилителя достигается при применении лампы, у которой максимально отношение

Ошх = -~-- (10-309)

Свых

Высокочастотная коррекция транзисторных усилителей

Основные причины уменьшения усиления в области высших частот в транзисторных усилителях связаны с частотными характеристиками самих транзисторов и в первую очередь с наличием емкостной составляющей у входной проводимости и частотной зависимостью коэффициента усиления по току в схеме с общим эмиттером.

-0-Е,

-1-0

Ih

Рис. 10-78. Транзисторные усилители с высокочастотной коррекцией.

Достаточно строгий учет частотно-зависимых свойств транзисторов приводит к громоздким выражениям и осложняет создание удобных инженерных методов расчета транзисторных усилителей с высокочастотной коррекцией. Поэтому здесь рассматриваются только простейшие приемы высокочастотной коррекции и приводятся приближенные соотношения для определения параметров корректирующих элементов в расчете на окончательную доводку схемы экспериментальным путем. Такой подход тем более оправдан, что известный разброс параметров транзисторов все равно мешает получению точных расчетных данных и требует экспериментальной настройки схемы. Более строгие расчеты цепей коррекции транзисторных усилителей содержатся в работах [Л. 10, И].

Схемы с обратной связью по эмиттерной цепи (рис. 10-78, а и б) предусматривают введение частотно-зависимой обратной связи по току, глубина которой уменьшается с повышением частоты, что и приводит к выравниванию частотной характеристики усилителя. Для этого достаточно сопротивление обратной связи Rs зашунтировать небольшой емкостью Сэ или цепочкой Lg, Сэ с частотой резонанса напряжений в районе верхней граничной частоты усилителя. Таким образом, в этих схемах усиление на высших частотах остается таким же, как у некор-ректированного каскада

Сопротивление Ra выбирается в несколько раз больше величины hwt, причем усиление по напряжению в области средних частот падает до величины

/Со %. (10-310)

Если без коррекции коэффициент усиления составлял величину /Со, то верхняя

граничная частота увеличивается в

раз.

Необходимое значение емкости Сэ в схеме на рис. 10-78, с составляет примерно

(чо-зп)

Эффективность коррекции снижается прн увеличении сопротивления R до величины внутреннего сопротивления эквивалентного генератора. Следует выбирать

Рэ<Рг.э + б- (10-312)

Применение схем на рис. 10-78-, а и б позволяет повысить входное сопротивление данного каскада, а потому содействует также повышен! ю коэффициента усиления по напряжению предыдущего каскада, допуская увеличение сопротивления /?к в цепи коллектора предшествующего транзистора.

Параллельная схема коррекции (рис. 10-78, в) по начертанию аналогична ламповой, но, принимая во внимание, что основным источником частотных искажений является транзистор, оптимальное значение параметра коррекции т надо определять, учитывая эффективное время жизни неосновных носителей Тэфф (см. стр. 423) в области базы транзистора:

/Попт Y\+{\+qY- 1, (10-313)

Зачастую бывает q>2, при этом

топт Я (10-315)

и выигрыш в полосе равномерно усиливаемых частот также составляет примерно q раз по сравнению с некорректированным усилителем при неизменном значении R.a-

Указанные величины /Попт предполагают получение наилучшей амплитудно-частотной