характеристики каскада. Наилучшая переходная характеристика достигается при значениях т, близких к Отопт, и дает сокраше-ние Бремени нарастания примерно б 1 +д раз.

10-7. СПЕЦИАЛЬНЫЕ ТИПЫ УСИЛИТЕЛЕЙ Усилители постоянного тока

Необходимость сохранения ранномерного усиления вплоть до нулевой частоты исключает применение в усилителях постоянного тока конденсаторов или трансформаторов для междукаскадной связи. Использование непосредственной связи существенно осложняет выбор схем питания ламп или транзисторов. Другой трудностью, с которой приходится встречаться при проектировании и налаживании усилителей постоянного тока, является дрейф нуля - самопроизвольные изменения выходного напряжения (тока), связанные с нестабильностью характеристик усилительных элементов или с влиянием внешних факторов (изменений температуры, питающих напряжений).

Еще одной особенностью усилителей постоянного тока является невозможность использования блокировочных конденсаторов в цепях питания различных электродов ламп или транзисторов, поскольку блокировочное действие конденсаторов не может распространяться на сколь угодно медленные изменения напряжений. Применение конденсаторов б усилителях постоянного тока оправдано только для коррекции характеристик в области высших частот.

Большой ассортимент применяемых на практике схем междукаскад- д. ной связи и б особенности рецептов по борьбе с дрейфом нуля свидетельствует скорее об отсутствии надежных решений этих задач, чем о высоком развитии техники усиления постоянного тока. Обе проблемы существенно осложняются при увеличении необходимого коэффициента усиления и часто заставляют отказываться от усилителей с непосредственной связью в пользу усилителей рис. с промежуточным преобразованием сигнала в переменное напряжение.

Дрейф нуля на выходе усилителя представляет собой усиленные усилителем самопроизвольные изменения анодных токов ламп или коллекторных токов транзисторов. Наибольшему усилению подвергаются изменения тока первой лампы или транзистора. Поэтому борьба с дрейфом нуля - это прежде всего повышение стабильности токов в цепях входного каскада. Распространенные методы стабилизации, основанные на применении отрицательной обратной связи по постоянному току, здесь не дают желаемого эффекта, поскольку одновременио снижают полезное усиление.

Основные средства снижения дрейфа нуля:

гул Г7ЯП

1) выбор первой лампы (транзистора) и ее режима питания с минимальным дрей-

2) применение схем компенсации дрейфа;

3) использование балансных схем усилителей.

Для количественной оценки дрейфа нуля удобно пересчитывать его величину к входу усилителя. У обычных ламп он составляет 100-400 мв, у транзисторов в комнатных условиях 20-50 мв. Уменьшению дрейфа у ламп способствует снижение анодного напряжения до десятков вольт и понижение напряжения накала на 10-20%. У транзисторов дрейф связан с температурными за--бисимостями напряжения база-эмиттер (примерно 2 мв/ерад) и обратного тока коллектора /но- Влияние второго фактора уменьшается при использовании во входном каскаде кремниевого транзистора с минимальным значением /но.

Для уменьшения дрейфа, связанного с изменениями питающих напряжений, часто усилители постоянного тока питают от стабилизированных источников или применяют соответствующие схемы компенсации.

Компенсация дрейфа возможна главным образом при условии, что его причина известна и закономерна. В этом случае подбирается такой элемент, у которого физические причины изменения подходящего параметра однородны с причинами компенсируемого дрейфа усилительного элемента. Вводя компенсирующий элемент в схему таким образом, что вызываемый им дрейф тока в сопротивлении нагрузки получает направление, обратное дрейфу от усилительного элемента, надеются получить взаимную ком-

-0-Е.

-r-is-ee

V -f-

7 в)

10-79. Схемы компенсации дрейфа в усилителях постоянного тока.

пенсацию обоих дрейфов. Без особых затруднений компенсационные схемы позволяют уменьшить дрейф в 2-5 раз, кропотливая подгонка компенсационных схем может дать большой выигрыш, особенно в узком диапазоне изменений внешних условий.

На рис. 10-79, а приведена схема компенсации дрейфа, возникающего при изменениях напряжения накала. Компенсационным элементом является второй триод той же лампы, которая используется в первом каскаде усилителя. Оптимальная компенсация достигается выбором соответствующего положения движка потенциометра R, полное сопротивление которого должно превосхо-

дить величину 1/S (S -крутизна лампы).

На рис. 10-79,6 приведена схема компенсации температурного дрейфа коллекторного тока транзистора с помощью диода. Обратный ток диода

(10-316)

(S - коэффициент температурной нестабильности коллекторного тока в отсутствие

J П

Рис. 10-80. Балансные схемы усилителей.

а - ламповая параллельная; б - ламповая последовательная; в -траизнсториая параллельная.

компенсационного диода) и обладать такой же температурной зависимостью, как /но-

В схеме на рис. 10-79, в в качестве источника тока, зависящего от температуры, используется транзистор Ti, аналогичный транзисторам Ti и Гз. С помощью потенциометра R можно добиться компенсации температурного дрейфа сразу двух каскадов усилителя. ,

Балансные усилители (рис. 10-80) по структуре принципиальной схемы аналогичны двухтактным усилителям. При надлежащей симметрии плеч многие составляющие дрейфа анодных или коллекторных токов обоих плеч взаимно компенсируются. Для повышения симметрии дрейфа в ламповых схемах предпочитают применять двойные триоды с общим подогревателем, а в транзисторных - монтировать оба транзистора в непосредственной близости друг к другу или даже на общей теплопроводящей пластине. При специальном подборе транзисторов для балансных схем целесообразно стремиться к идентичности их входных характеристик (равенству постоянных напряжений t/e.s). Для точной балансировки выходных токов или напряжений обоих плеч в исходной рабочей точке предусматривается подстроечный потенциометр баланса R.

Параллельные балансные схемы (рис. 10-80, а и в) дают наилучшие результаты при симметричном входе и выходе, для чего источник сигнала и нагрузка должны быть симметричными относительно общего провода или изолированными от него. Однако заметный выигрыш в стабильности нуля получается и с несимметричным входом или выходом. Несимметричный источник сигнала присоединяется к одному входному плечу, а во второе плечо целесообразно вводить

сопротивление, равное внутреннему сопротивлению источника для постоянного тока. Аналогично присоединяют несимметричную нагрузку к одному выходному плечу, а второе нагружают эквивалентным сопротивлением.

При симметричном входе балансная схема работает как двухтактный усилитель в режиме А причем каждое плечо такой схемы может рассматриваться как обычный усилитель. Резистор в цепи катода или эмиттера Ri не создает обратной связи для усиливаемых -р*- сигналов, поскольку в нем складываются токи противоположных плеч.

При несимметричном входе балансная схема превращается в самобалансирующийся фазоинвертор (см. рис. 10-65,6), приобретая все его особенности.

При подключении к входным плечам балансного усилителя двух независимых источников сигналов схемы на рис. 10-80, а и в называют дифференциальными илн разностными усилителями, поскольку их выходные сигналы пропорциональны разности двух входных сигналов. От дифференциальных усилителей требуется, чтобы при подаче одного и того же сигнала на оба входа (при параллельном соединении обоих входов) сигнал не проникал на выход усилителя. Это требование совпадает с требованием симметрии плеч балансного усилителя и лучше всего выполняется при симметричной нагрузке. Однако прн некотором увеличении прохождения суммарного сигнала дифференциальные усилители могут использоваться и с несимметричной нагрузкой, присоединяемой только к одному выходному плечу.

Схемы связи между каскадами не вызывают серьезных осложнений, если все каскады усилителя собираются по балансной (двухтактной) схеме. Несмотря на то что потенциалы катодов (эмиттеров) следующих друг за другом каскадов приходится все время повышать (что связано с увеличением общего питающего напряжения), в двухтактных усилителях всегда возможно непосредственное соединение анодов ламп предшествующего каскада с управляющими сетками следующего (рис. 10-81,0) или коллекторов с базами (рис. 10-81,6). Необходимое повышение потенциала катодов или эмиттеров достигается включением общего для обоих плеч резистора Ru на котором не создается обратной связи.

В однотактных схемах сопротивление, введенное в катодную или эмиттерную цепь, вызывает отрицательную обратную связь по току и по мере его увеличения быстро ограничивает усиление, даваемое каскадом (подобно тому, как это происходит в фазоин-верторе с разделенной нагрузкой, см. рис. 10-63). Эта трудность преодолевается введением в цепи связи или в цепи смещения батарей, ионных (в ламповых схемах) и по-

iTl о-У

Рис. 10-81. Схемы многокаскадных усилителей постоянного тока с балансными каскадами.

лупроводниковых (в транзисторных схемах) стабилитронов (рис. 10-82, с, б), обладающих малым дифференциальным сопротивлением. К сожалению, стабилитронам обоих типов присущ дрейф стабилизируемого ими напряжения, что может ухудщать общий дрейф нуля усилителя. От этого недостатка свободна схема связи с делителями на сопротивлениях (рис. 10-82, е), требующая достаточно высоковольтного вспомогательного источника питания - Е противоположной полярности. Но в этой схеме резисторы Ri, R2 образуют делитель напряжения усиливаемого сигнала, в связи с чем снижается коэффициент усиления.

Усилители постоянного тока с Р *-

модуляцией (рис. 10-83) отличаются от обычных усилителей переменного тока только тем, что между источником усиливаемого сигнала и ходом усилителя устанавливается модулятор, или прерыватель, преобразующий усиливаемый сигнал в сигнал переменного тока. При этом мгновенному значению входного сигнала соответствует амплитуда сигнала переменного тока. Очень часто выходной сигнал такого усилителя может быть использован непосредственно для управления исполнительным устройством или для измерения; при необходимости его выпрямляют и тем воссоздают форму входного сигнала.

Для неискаженного усиления этим методом необходимо выбирать достаточно высокую частоту / прерывания входного сигнала (во всяком случае выще наивысщей частоты спектра входного сигнала) и использовать усилитель с равномерной частотной характеристикой в полосе чаетот не . менее чем от f-£в до +Ръ. Если высшая частота Рв входного сигнала достаточно низкая (на практике она часто не превосходит единиц - десятков герц), то усили-гель можно сделать узкополосным (Д< <100 гц) и даже при низкой частоте прерываний (например, 1 ООО гц) создать высоко-

чувствительное помехозащищенное устройство, пригодное для усиления весьма слабых сигналов - порядка микровольт.

Прерыватели, используемые в усилителях постоянного тока с модуляцией, делятся на два класса - механические и электронные. В качестве механических чаще всего применяют электромагнитные вибраторы (например, поляризованные реле), обмотку которых питают от вспомогательного генератора, а контакты вводят в цепь входного сигнала (рис. 10-84, с). В случае-ннзкоомного источника сигнала часто применяют входной повышающий трансформатор (рис. 10-84,6), дополнительно повышающий усиление по напряжению.

Механические прерыватели при надлежащей конструкции входной цепи обеспечивают наименьщий уровень паразитного сиг-, нала в отсутствие входного сигнала, но обладают малым сроком службы и способны работать с относительно низкой частотой переключений. При необходимости усиливать сигналы от единиц милливольт и выше удобно применять транзисторные прерыва-

-0+f,

-0+Е,

10-82. Схемы однотактных многокаскадных 1усилителей постоиииого тока.

Вход

Рис. 10-83. Блок-схема усилителя постоянного тока с модуляцией.

Я - прерыватель; Г - вспомогательный генератор; У - усилитель переменного тока; В - выпрямитель.

0 с::з

Выход

Рис. 10-84. Прерыватели для усилителей постоянного тока с модуляцией