на рис. 3-8 (R =36 и iV=IOO): адет=3,5. Потери в видеоусилителе также определяются по графикам на рис. 3-8:

х = 36; Ру = 2; piV = 200 и =

В соответствии со сказанным выше 3= 1,5 и 1,2.

Таким образом, коэффициент различимости (отношение энергии одного сигнала к энергии помехи на входе приемника) должен быть равен:

Кр = ~- -1,5-1,2-1.3,5-1,2 = 2,7.

Приведенный пример позволяет оценить п

потери в тракте: П аг=7,6. Здесь были уч-/=1

тены далеко не все потери, имеющие место в реальных станциях, и тем не менее потребовалось увеличить отношение сигнал/шум почти в 8 раз из-за несовершенства отдельных элементов приемного тракта.

Коэффициент различимости является очень важным связующим звеном между основными показателями канала передачи информации. Если под помехами понимать собственные шумы приемника канала, то

где Кш- коэффициент шума приемника; k-постоянная Больцмана (1,38Х

у 10-23 вт-град 1гц); Т - абсолютная эффективная шумовая температура приемника с антенной.

При использовании в канале связи, например, прямого излучения (передатчик - приемник) энергия принимаемых сигналов будет равна:

где Ризл-мощность излучаемых передатчиком колебаний; чс-длительность сигналов; G- коэффициент направленного действия антенны передатчика; 5д - эффективная площадь антенны

приемника; D - расстояние между передатчиком и приемником.

Тогда для обнаружения сигнала с за-.данными вероятностями Wj o и W-t должно быть выполнено условие

4nD КшкТ,

3-3. ПРИМЕРЫ ТЕХНИЧЕСКОЙ РЕАЛИЗАЦИИ ЭЛЕМЕНТОВ ДОСТАТОЧНОГО

ПРИЕМНИКА

Коррелятор

Коррелятор предназначен для перемножения входного напряжения с опорным и интегрирования результатов перемножения за время существования сигнала.

где Кр определяется по формуле (3-12).

Рис. 3-9. Простейшая (с) и балансная (б) схемы умножающего устройства.

Работа умножающих устройств основана на том, что два независимых напряжения действуют в одной и той же нелинейной цепи. Простейшая схема умножающего устройства изображена на рис. 3-9, а. Здесь последовательно с детектором Д и нагрузкой R включаются два источника напряжения 1 и U2. Если характеристика нелинейного элемента может быть представлена полиномом я-й степени

i(u) = ao+ aiU + a2U-\------а м ,

то при наличии двух входных напряжений падение напряжения на нагрузке будет:

Ивых = iR = [оо -Ь 1 (Ml + 2) + -f a2(Ml-M2)2- ] Члeн, содержащий произведение напряжений М1М2, получается только за счет наличия квадратичного члена разложения (ui + + Ui)=u+2uxUi+u\ Помимо интересующего нас члена, на выходе образуются и много других, нежелательных. От некоторых из этих нежелательных членов можно избавиться при использовании более сложных схем.

На рис. 3-9, б приведена так называемая балансная схема перемножителя. Каждая половина балансной схемы работает так же, как и рассмотренная ранее схема, но только если в верхней половине напряжения и\

-и 2 суммируются, то в нижней - фаза напряжения и\ отлична от фазы и\ на 180° и можно говорить о вычитании и\ из 2- Выходное напряжение балансной схемы равно разности падений напряжений на и Rz. Если Ri=R2=R и 1 i I = I i I = I 11,

-f- 2 (ых + г)-I----] -[ао-Ь%( 2 - о +

После приведения подобных членов получим:

вых = 2R \ai ui + 42 ui 2 + + йз(Зм1 2 + з+...\

Как видно, на выходе балансной схемы отсутствуют некоторые члены, имевшиеся в выходном напряжении простейшей схемы.

-i>i------- /-т-

Рис. 3-11. Схема ум-иожнтеля на триоде.

В качестве интегрирующего элемента применяется фильтр низких частот, устройство и характеристики которого рассматриваются в конце данного параграфа.

0 П0

Рис. 3-10. Кольцевая схема умножающего устройства.

Можно провести дальнейшее устранение ненужных членов, если применить так называемую кольцевую схему, представляющую собой совмещение двуХ балансных схем отличающихся одна от другой только тем, что действующие в каждой из них напряжения щ и 2 различаются по фазе на 180°. Кольцевая схема изображена на рис. 3-10. Простой анализ показывает, что для кольцевой схемы Ивых=8а2 1 2-1--(-члены высших порядков.

При использовании симметричной кольцевой схемы осуществляется чистое перемножение входных напряжений в том случае, если характеристику детекторов можно выразить полиномом, не выше третьей степени и обязательно содержащим член второй степени. При использовании кольцевой схемы в качестве умножителя коррелятора напряжение I представляет собой входное напряжение приемника, а 1*2 -опорное напряжение.

Рис. 3-12. Изменение анодного тока в триод-ном умножителе.

В низкочастотных трактах используют в качестве умножителей ламповые схемы с управлением анодным током по аноду и управляющей сетке. На рис. 3-11 приведена одноламповая схема на триоде, к сетке которого приложено напряжение щ, а к анодной цепи напряжение 2- Если бы Ы] и 2 были равны нулю, то через лампу протекал бы постоянный ток /о. Напряжения 1 и 2 заставляют изменяться анодный ток (рис. 3-12). Приращение анодного тока Ata равно:

где 5д - динамическая крутизна лампы, зависящая от переменной составляющей анодного напряжения.

5д = kuz.

Следовательно,

Ага = kUi 2

и выходное напряжение

Ивых = WMi 2.

Оптимальный фильтр одиночного сигнала

Если речь идет о фильтрации сигналов с синусоидальным заполнением, то в качестве оптимального фильтра, согласованно-

Рис. 3-13. Резонансная характеристика фильтра.

ГО С сигналом по полосе пропускания, может быть использован колебательный контур или резонансный усилитель любого вида. На рис. 3-13 приведена резонансная характеристика фильтра: частота настрой-

ки fo должна быть равна частоте заполнения сигнала /с, а полоса пропускания Afnp - согласована с шириной спектра сигнала. Если сигналы имеют прямоугольную форму и длительность Тс, то полоса пропускания фильтра должна быть равна Д/пр = = 1/Тс. Под воздействием сигнала колебания в фильтре нарастают по экспоненте с постоянной времени

где Q - добротность фильтра, равная Q= =foMfnp. Следовательно, для постоянной времени фильтра можно привести и другое выражение:

Последняя формула показывает, что к моменту окончания входного сигнала, длительность которого будет в л раз больше постоянной времени согласованного фильтра

колебания на выходе фильтра практически достигнут установившегося значения. После окончания сигнала амплитуда колебаний бу-

А

Рис. 3-14. Схема ДС-фильтра.

дет убывать по экспоненте с той же постоянной времени Тф. Именно этот характер колебаний отражают графики на рис. 3-2. При оптимальном выборе параметров фильтра, т. е. fo=fc и Д/пр = 1/Тс, на выхо-

де фильтра будет наибольшее отношение сигнал/шум. Если же частота настройки фильтра не будет согласована с сигналом, то выходное соотношение сигнал/шум уменьшится, возникнут потери.

Рис. 3-16. Частотная характеристика фильтра.

Для оптимальной фильтрации видеоимпульсов обычно используются iC-фильтры нижних частот. На рис. 3-14 изображена подобная схема, включающая интегрирующую цепь RiC и цепь разряда емкости R2C. Под воздействием входного прямоугольного импульса конденсатор будет заряжаться через диод Д и нагрузку Ri, а по окончании сигнала конденсатор будет разряжаться на R2. Если постоянные времени заряда цепи RiC и разряда цепи R2C будут выбраны в соответствии с длительностью входного сигнала, т. е.

RiCiRsPm-T,

то фильтр будет согласован с сигналом. Так как Rj=R2, то амплитуда выходного напряжения будет в 2 раза меньше, чем на входе. Форма входного и выходного напряжения показана на рис. 3-15. Частотная характеристика iC-фильтра приведена нарис. 3-16. Полоса пропускания такого фильтра будет равна AF=ll2nRC или Af=I/2Tc.

Накопительное устройство

Как правило, накопительные устройства работают с огибающими сигналов, без высокочастотного заполнения. Один из распространенных типов накопителей включает сумматор и искусственную линию задержки (рис. 3-17). Сумматор представляет собой

Выход

Рис. 3-15. Форма входного и выходного напряжения.

Рис, 3-17. Схема накопительного устройства.