Электронные фильтры

К выпрямительным устройствам очень часто предъявляются требования не только малой пульсации выпрямленного напряжения, но и малого выходного (внутреннего) сопротивления выпрямителя. Последнее требование предъявляется в тех случаях, когда периодические колебания тока нагрузки выпрямителя не должны вызывать заметного изменения выпрямленного напряжения.

Очевидно, что малая пульсация может быть получена путем увеличения индуктивности и емкости сглаживающего фильтра, а низкое выходное сопротивление для периодических изменений тока нагрузки - увеличением выходной емкости фильтра. Однако если частота колебаний тока нагрузки мала (порядка единиц - десятков герц), то размеры фильтра возрастают настолько, что исключают возможность его использования.

Оба указанных выще требования сравнительно легко выполняются с помощью электронных стабилизаторов напряжения. Однако в тех случаях, когда стабилизация выпрямленного напряжения не нужна, для уменьщения пульсации и выходного сопротивления целесообразно использовать электронные фильтры, которые имеют более высокий к. п. д. по сравнению с электронными стабилизаторами.

Электронные фильтры целесообразно применять в нестабилизированных выпрямителях, когда ток нагрузки выпрямителя изменяется с очень низкой частотой (порядка единиц - десятков герц). В таких случаях электронные фильтры позволяют значительно уменьшить величину выходной емкости фильтра Ci. Наиболее выгодно использовать электронные фильтры в нестабилизированных высоковольтных выпрямителях (при £о>500 -i-700 в).

фильтра

Выход фильтра

Рис. 17-20. Схема электронного фильтра.

Одна из возможных схем фильтра с одним каскадом усиления приведена на рис. 17-20. Источник постоянного напряжения (выпрямитель), обладающий внутренним сопротивлением Rb, включен на электронный фильтр, состоящий из ламп Л, Лз, конденсаторов С а, Сс2, Ci, Си и солротив-лений в цепях сеток и анодов ламп.

Рассмотрим работу электронного фильтра при периодических колебаниях тока нагрузки, вызванных периодическими изменениями сопротивления нагрузки. Если сопротивление нагрузки увеличивается, то ток в цепи нагрузки уменьшается, а напряжение на входе электронного фильтра возрастает за счет уменьшения падения напряжения на внутреннем сопротивлении источника Rb. Так как в этот момент напряжение на нагрузке также стремится возрасти, то это вызывает уменьшение отрицательного потенциала на сетке усилительной лампы Лг и соответствующее увеличение отрицательного потенциала на сетке регулирующей лампы Л В результате почти весь избыток напряжения источника падает на лампе Ли а выходное напряжение остается почти без изменений. Периодически изменяющиеся потенциалы передаются на сетки ламп через конденсаторы Cci. Сс2, емкость которых определяется наинизшей частотой колебаний тока нагрузки.

Уменьшение сопротивления нагрузки приводит к снижению выходного напряжения из-за роста падения напряжения на внутреннем сопротивлении источника. При этом потенциал сетки регулирующей лампы станет менее отрицательным, вследствие чего падение напряжения на лампе уменьшится почти на столько, ка сколько увеличилось падение напряжения на внутреннем сопротивлении из-за увеличения тока нагрузки. В результате напряжение на выходе фильтра останется и в этом случае почти без изменений.

Подобным же образом электронный фильтр ослабляет пульсацию источника постоянного напряжения.

Способность электронного фильтра поддерживать постоянство выходного напряжения при периодических колебаниях - тока нагрузки позволяет рассматривать выпрямитель с электронным фильтром как источник напряжения с низким выходным сопротивлением.

Для уменьшения рассеяния на аноде регулирующей лампы ее можно шунтировать сопротивлением Rm при условии, что колебания тока нагрузки невелики, а также если шунтирование не вызовет недопустимого ослабления сглаживающего действия фильтра.

Выходное сопротивление электронного фильтра

вых.ф -

/ Rl + 2R,RiK + R%Klx

где R;p - внутреннее сопротивление регулирующей лампы Л,; [Лр - коэффициент усиления регулирующей лампы; К - коэффициент усиления усилителя;

Кш -

Rip -Н Rtn

Rm- сопротивление, шунтирующее регулирующую лампу;

Q -угловая частота колебаний тока нагрузки. Коэффициент сглаживания электронного фильтра

д Кш/ nlK + m-ClRl ,

где Сн - емкость на выходе электронного фильтра.

Регулирующая и усилительная лампы должны работать иа линейных участках характеристик без захода в область сеточных токов. Минимальное анодное напряжение регулирующей лампы должно быть таким, чтобы через лампу протекал максимальный ток нагрузки при отрицательном напряжении на сетке. Для защиты от перенапряжений в схемах высоковольтных выпрямителей служат разрядники Pi и Рг с малым пробивным напряжением.

Полупроводниковые фильтры

Уменьщение габаритов и веса сглаживающих фильтров в ряде случаев может быть достигнуто при использовании полупроводниковых фильтров, принцип действия которых в первом приближении состоит в следующем.

Фильтр с последовательно включенным транзистором подобен в некоторой степени LC- и ЛС-фильтрам, в которых элемент L или R заменен переходом эмиттер-коллектор транзистора, обладающим большим сопротивлением переменному току. На базу транзистора подается переменное напряжение в такой фазе, которая вызывает увеличение сопротивления транзистора при положительном полупериоде пульсации и уменьшение его при отрицательном полупериоде. Эта связь по базе усиливает сглаживающее действие фильтра.

Схема полупроводникового фильтра с нагрузкой в цепи эмиттера приведена на рис. 17-21.

а) Напряжение коллектор-эмиттер Ек.э должно быть на 2-3 в больше амплитуды напряжения пульсации на входе фильтра

Е~о

б) Ток базы /б определяется по характеристикам транзистора для заданного значения 1в~1к-

в) Сопротивление в цепи базы Rg

г) Емкость в цепи базы

Схема на рис. 17-21 позволяет получить =50-200. Для*.увеличения коэффициен-

та сглаживания можно разделить сопротивление Re на две части и между ними включить емкость (показано пунктиром). Для увеличения д последовательно с Re включают дроссель с индуктивностью 0,5-5 гн.

При больших токах нагрузки применяют составные транзисторы, что позволяет уменьшить ток через Rq и увеличить д.

Рис. 17-21. Схема полупроводникового фильтра с нагрузкой в цепи эмиттера.

Для двухзвенного фильтра коэффициент сглаживания равен произведению коэффициентов сглаживания каждого звена.

Для того чтобы уменьшить зависимость напряжения на выходе фильтра от тока на-rjpy3kh, базовую цепь транзистора следует питать от делителя Ri, R2, как это показано на рис. 17-22.

7Г®

Рис. 17-22. Вариант схемы полупроводникового фильтра с нагрузкой в цепи эмиттера.

-0-1

Рис. 17-23. Схема полупроводникового фильтра с нагрузкой в цепи коллектора.

Ток делителя при этом должен быть в 5-10 раз больше тока базы.

Схема полупроводникового фильтра с нагрузкой в цепи коллектора (рис. 17-23) обладает более высоким коэффициентом сглаживания (100-1 ООО). Однако выходное напряжение в этой схеме очень сильно зависит от тока нагрузки, что ограничивает возможность ее применения.

Использование полупроводниковых

фильтров ограничивается эксплуатационными особенностями транзисторов: большим разбросом параметров, зависимостью пара-

метров от температуры, чувствительностью к перенапряжениям и т. д.

При использовании в различных типах фильтров электролитических конденсаторов типов ЭТО, ЭГЦ и др. следует иметь в виду, что их емкость чрезвычайно сильно зависит от температуры и от частоты переменной составляющей пульсации {tnf). Для конденсаторов типа ЭТО-2 эта зависимость приведена на рис. 17-24.

50 100 гоо 500 10 г-10 5-10гц

Рис. 17-24. Зависимость емкости коидеиса-торов ЭТО-2 от температуры и частоты.

17-3. ТРАНСФОРМАТОРЫ, АВТОТРАНСФОРМАТОРЫ И ДРОССЕЛИ СГЛАЖИВАЮЩИХ ФИЛЬТРОВ

Трансформаторы

Ниже приводится метод расчета трансформаторов питания малой и средней мощности (до 10 ква).

Для расчета трансформатора или автотрансформатора должны быть заданы: действующие напряжения обмоток Ui, и т. д.; действующие токи обмоток h, h и т. д.:, частота питающей сети f.

Габаритную мощность трансформатора Ргаб определяют как полусумму вольт-ампер всех обмоток по формуле (17-16).

Если трансформатор имеет обмотки, работающие на выпрямители, то при расчете по формуле (17-16) следует учитывать напряжения и токи всех фаз выпрямителей {niilJih, msUsIs.: и т.д.,), например, для трехфазного трансформатора 3Ujfi, dVih- и т. д.

С достаточной степенью точности ток первичной обмотки равен сумме токов, вызванных всеми вторичными обмотками,

АобЩ = 1(2) + 1(3) + 1(4) И----

Составляющие тока первичной обмотки, вызванные токами вторичных обмоток, нагруженных на выпрямители, определяют по

формулам табл. 17-2, 17-5 и 17-7; составляющие, вызванные токами обмоток, нагруженных на активные сопротивления (обмотки накала и др.), определяют из выражения

l(K) = к к

где k - порядковый номер обмотки;

Ток первичной обмотки с учетом потерь в трансформаторе

Мобщ

Геометрические размеры сердечника определяют по формуле

где QcT- полное сечение стержня, несущего обмотки, см\ Qo- площадь 01ша сердечника, приходящаяся на обмотки одного стержня, см; В-максимальная индукция в сердечнике, тл; б- плотность тока в обмотках, а/мм\

Ьр - к- п. д. трансформатора;

S-число стержней трансформатора, несущих обмотки; fee - коэффициент заполнения сечения

сердечника сталью; км - коэффициент заполнения окна медью обмотки.

Рис. 17-25. Типы сердечников трансформаторов: броневой (s=l), стержневой (s=2) и трехфазный (s-3).

В соответствии с рис. 17-25 (Эст = ас; Qo обозначения В, б, 11тр зависят от габаритной мощности, марки стали, частоты сети. Зна-