счет повышения напряжения питания могут быть уменьшены потери в транзисторах. Поэтому к. п. д. мостовой схемы оказывается выше, чем двухтактной. Мостовые усилители мощности находят широкое применение при усилении большой мощности и при питании от источников с повышенным напряжением.

Полумостовые схемы усилителей мощности (рис. 17-63, в, г) выполняются на двух транзисторах. Два других транзистора заменяются или источником питания со средней точкой, или двумя конденсаторами.

Конденсаторы должны быть рассчитаны на пропускание полного тока, потребляемого от источника питания.

Для всех схем усилителей мощности ток, коммутируемый транзистором, можно определить по формуле (17-139), причем для полумостовых схем величина напряжения питания Сп равна

Uni или ---.

Зависимость коэффициента Дд от величины 6 приведена на рис. 17-64; из нее следует, что минимальное значение динамических потерь в транзисторе достигается при 6 = 1,2-:- 1,5. Однако при такой величине коэффициента 6 падение напряжения ДСк.в и потери на транзисторе в режиме насыщения (рис. 17-58) составляют значи-

.0,6 0,5

Рис. 17-64. Зависимость коэфициен-та динамических потерь от кратности тока базы Ь.

Если при расчете величина тока коллектора превышает максимально допустимое значение /к.макс для транзисторов данного типа, то в усилителях мощности применяется их параллельное соединение. Количество параллельно включаемых транзисторов определяется по формуле

(17-164)

где - расчетное значение, тока коллектора.

Для линеаризации входных характеристик в базу каждого пз параллельно включаемых транзисторов включается резистор Re, величина которого выбирается из условия, чтобы падение напряжения на нем в номинальном режиме составляло примерно (0,5-3) Сб.э.

Динамические потери в транзисторе усилителя мощности состоят из мощности потерь при В1 1ючении и выключении и определяются по приближенной формуле

ДРдин /кСэ.кТк/д.

fc(2fc + l) + 3 186

- коэффициент, ха-

рактеризующий зависимость динамических потерь от величины коэффициента запаса по насыщению Ь.

При определении средней мощности, рассеиваемой транзистором, можно, пренебречь весьма малыми потерями в режиме отсечки. Тогда

/к ДСк.и + /к Us.k Тк fKn- (17-165)

Рис. 17-65. Зависимость средней мощности потерь в транзисторе преобразователя от кратности тока базы Ь.

тельную величину. Оптимальное значение средних потерь в транзисторе достигается при 6 = 1,5 н-3. Однако с ростом частоты преобразования из-за возрастающего влияния динамических потерь OHTHiJlfejbHoe значение коэффициента 6 снижается. Это видно из кривых на рис. 17-65 для преобразователя на транзисторах П210А при = =4 а и Сп=20 е.

Пример. Рассчитаем усилитель мощности, собранный по - мостовой схеме (рис. 17-63,6) и имеющий следующие данные: Cj, =27 е; выходное напряжение 2=200 е; нагрузка активная /2= 1 а; частота /= = 1 кгц.

Расчет. Определим максимальный ток, коммутируемый трянзисторами, задавшись к. п. д. выходного каскада Пп=0,9.

Согласно уравнению (17-139) 200.1

Найдем амплитуду напряжения эмиттер - коллектор (17-163)

{/э.к= 1,2-27 = 33 е.

Полученным данным больше всего соответствуют транзисторы П210А. Однако при таком токе коллектора необходимо применить параллельное включение, поскольку в режиме переключения при (/э.к=33 в транзисторы П210А рекомендуется нагружать током не более 2,0-2,5 а.

Определим количество необходимых транзисторов для параллельного включения (17-164)

Ят = -я4.

При этом максимальный ток через калс-дый транзистор будет равен

/.= = = 2,05..

Определим необходимый ток возбуждения усилителя мощности. Для выбранных транзисторов П210А, работающих в расчетном режиме, Вст.мин =20. Зададимся коэффициентом запаса по насыщению 6=2 тогда согласно (17-156)

2,05-2 /,= --- = 0.205 ..

Суммарный базовый ток с учетом параллельного включения транзисторов равен:

/g = /д = 4-0,205 = 0,82с.

Определяем требуемое напряжение на базовых обмотках возбуждения

где {/д.б- падение напряжения на входе транзистора в режиме насыщения;

UjQ- падение напряжения на резисторе Яб.

Сопротивление резистора Яб принимается, как правило, не менее входного сопротивления транзистора. При этом достигается стабилизация тока при изменении нагрузки преобразователя и при разбросах параметров транзисторов. Для транзисторов П210А

{/эб 0,4 f;s.6=0,4eH. = -= --Я2.Ж.

Зададимся величиной Яб = 5 ом. Тогда (76 = 0,4 + 0,205-5= 1,4 е.

Определим выходную мощность задающего генератора. Она находится по полученным расчетным значениям тока и на-

пряжения базовой цепи усилителя мощности. В мостовой схеме одновременно открыты два транзистора, поэтому выходная мощность задающего генератора удваивается

Рз.г= 2/gt/g = 2-0,82-1,4 = 2.3 em.

Полученное значение мощности используется для расчета задающего генератора (преобразователя напряжения с самовозбуждением) по ранее приведенной методике.

Определяем среднюю мощность потерь. Для транзистора П210А f =100 кгц. Тогда по формуле (17-161)

2-3,14lOO-W----

По графику на рис. 17-64 для выбранного значения 6=2 определяем /?д=0,35. Полагаем AU.a -0,5 в. Тогда средняя мощность потерь в одном транзисторе согласно (17-165) равна:

2,05-0,5

Рср = + 2,05-33-32-10- X

X 1 000-0,35 = 0.51 + 0,76 = 1,27 вт.

Электрический расчет выходного трансформатора усилителя мощности проводится так же, как и для преобразователя напряжения с самовозбуждением. Отметим только, что в усилителе мощности выходной трансформатор работает в линейном режиме и индукция в его сердечнике выбирается в соответствии с формулой (17-152).

Стабилизация напряжения преобразователей

Изменение входного питающего напряжения всегда вызывает изменение амплитуды выходного напряжения преобразователя, а во многих схемах и изменение его частоты. В устройствах электропитания в большинстве случаев требуется, чтобы выходное напряжение преобразователя поддерживалось с заданной точностью. Для этого применяются различные способы стабилизации выходного напряжения преобразователей. Наибольшее распространение получили амплитудные и фазовые способы регулирования, блок-схемы которых представлены на рис. 17-66.

В стабилизированных преобразователях, выполненных по блок-схеме на рис. 17-66, а, осуществляется централизованное регулирование входного напряжения питания Un. Стабилизатор постоянного напряжения поддерживает неизменным напряжение питания преобразователя, с выхода которого снимается стабильное переменное напряжение. Поскольку выходное напряжение преобразователя имеет прямоугольную форму, то этот способ стабилизации применяется тогда, когда от преобразователя необходимо

получить несколько выходных выпрямленных и переменных напряжений с почти одинаковой стабильностью по среднему и действующему значениям (3-5%). Если с преобразователя снимается одно напряжение, за которым следит схема регулирования (пунктир на рис. 17-66,а), то стабильность его может быть повышенной (порядка 1-27о).

\Ста6илизагпор напряжения

Преобразователь

Фильтр

-1 I

I

0-*-

Ведоиый преобразоватем

ФазосдВига-ющее устройство !-,

Ведущий преобразователь

Выходной наснад

Чеьа

Основной преобразователь

Фазосдвигаюиее устройство

ВольтодобаВочныИ С преобразователь >

Рис. 17-66. Блок-схемы стабилизированных преобразователей напряжения.

Централизованный стабилизатор напряжения в блок-схеме на рис. 17-66, а может работать в линейном или ключевом режиме. Достоинствами линейного стабилизатора являются простота схемы и возможность получения малого выходного динамического сопротивления и пульсации. К его недостаткам относятся значительная потеря мощности в регулирующем элементе и в связи с этим большие габариты радиаторов. Централизованный линейный стабилизатор целесообразно применять при малой мощности и при небольших пределах изменения напряжения первичного источника питания. Расчет линейных стабилизаторов приведен в § 17-7.

Более экономичными являются централизованные стаби.чизаторы напряжения, регулирующий элемент которых работает в ключевом режиме. Стабилизация выходного напряжения в них осуществляется путем изменения относительной длительности включенного и выключенного состояний транзистора, который также рассчитывается на пропускание и коммутацию полного

тока нагрузки. Однако потерн в регулирующем транзисторе здесь оказываются значительно меньшими, чем в линейном стабилизаторе; они определяются в основном потерями в цепи коллектора в режиме насыщения и переключения.

Недостатком ключевых стабилизаторов является то, что величина пульсации н динамическое выходное сопротивление в них оказываются значительно большими, чем в линейных стабилизаторах напряжения.

Централизованный ключевой стабилизатор целесообразно применять при широких пределах изменения напряжения первичного источника питания, поскольку его к. п. д. мало зависит от пределов изменения напряжения питания.

Стабилизация питающего напряжения преобразователей применяется при небольшой выходной мощности - порядка 50- 70 вт. В более мощных преобразователях стабилизация выходного напряжения осуществляется с помощью широтно-импульс-ной модуляции (ШИМ). Стабилизированный преобразователь с ШИМ, блок-схема которого приведена на рис. 17-66, б, состоит из двух задающих генераторов, синхронизированных фазосдвигающим устройством, и выходного усилителя мощности, к которому подключаются выпрямители с фильтрами. В основе работы стабилизированных преобразователей такого типа лежит принцип модуляции ширины импульсов выходного переменного напряжения в зависимости от изменения входного постоянного напряжения питания. Возможна стабилизация по среднему или действующему значению выходного напряжения. Существуют два вида модуляции - полная и частичная.

При полной модуляции выходное напряжение преобразователя имеет форму двух-полярных прямоугольных импульсов с регулируемой длительностью и разрывом на нуле (рис. 17-66,6).

В стабилизированных преобразователях с частичной модуляцией форма выходного напряжения не имеет разрывов на нуле (рис. 17-66, е), поэтому величина пульсации выпрямленного напряжения в таких схемах меньше, чем при полной широтно-импульсной модуляции. Частичная модуляция реализуется за счет применения воль-тодобавочного пр!образователя напряжения. Однако схемы управления таких устройств многоэлементны и сложны.

Если преобразователи с ШИМ, стабилизированные по среднему значению выходного напряжения, нагружаются на выпрямители, то их фильтры должны начинаться с дросселей, чтобы сохранить стабильность выпрямленных напряжений . по среднему значению.

ЛИТЕРАТУРА

1. Тереитьев Б. П., Электропитание радиоустройств, Связьнздат, 1948.

2. М а 3 е л ь К. Б., Теория и расчет выпрямителя, работающего на емкость, с учетом индуктивности рассеяния трансформатора, Госэнергоиздат, 1957,